Foi demonstrado que ao usar um amplificador operacional em vários esquemas ligando, amplificação em cascata em um amplificador operacional(OU), depende apenas da profundidade opinião. Portanto, nas fórmulas para determinar o ganho de um circuito específico, o ganho do próprio amplificador operacional, por assim dizer, “nu” não é usado. Ou seja, exatamente o enorme coeficiente que está indicado nos livros de referência.

Então é bastante apropriado fazer a pergunta: “Se o resultado final (ganho) não depende deste enorme coeficiente de “referência”, então qual é a diferença entre um amplificador operacional com um ganho de vários milhares de vezes, e com o mesmo amplificador operacional, mas com um ganho de várias centenas de milhares e até milhões?

A resposta é bem simples. Em ambos os casos o resultado será o mesmo, o ganho da cascata será determinado pelos elementos OOS, mas no segundo caso (amplificador operacional com alto ganho) o circuito opera de forma mais estável, com maior precisão, o desempenho de tal circuitos é muito maior. Não é sem razão que os amplificadores operacionais são divididos em amplificadores operacionais de uso geral e amplificadores de alta precisão.

Como já mencionado, os amplificadores em questão receberam o nome de “operacionais” naquela época distante em que eram utilizados principalmente para realizar operações matemáticas em computadores analógicos (AVMs). Estas foram as operações de adição, subtração, multiplicação, divisão, quadratura e muitas outras funções.

Esses amplificadores operacionais antediluvianos foram realizados em tubos a vácuo, mais tarde, transistores discretos e outros componentes de rádio. Naturalmente, até mesmo as dimensões dos amplificadores operacionais de transistor eram grandes o suficiente para serem usados ​​​​em projetos amadores.

E só depois, graças às conquistas da eletrônica integrada, os amplificadores operacionais tornaram-se do tamanho de um transistor comum de baixa potência, é que o uso dessas peças em equipamentos domésticos e circuitos amadores se tornou justificado.

A propósito, os amplificadores operacionais modernos são até bastante Alta qualidade, a um preço não muito superior a dois ou três transistores. Esta declaração se aplica a amplificadores operacionais de uso geral. Amplificadores de precisão pode custar um pouco mais.

Em relação aos circuitos de amplificadores operacionais, vale a pena observar imediatamente que todos eles foram projetados para serem alimentados por uma fonte de alimentação bipolar. Este modo é o mais “familiar” para um amplificador operacional, permitindo amplificar não apenas sinais de tensão alternada, por exemplo uma onda senoidal, mas também sinais corrente direta ou simplesmente tensão.

E, no entanto, muitas vezes, os circuitos de amplificadores operacionais são alimentados por uma fonte unipolar. É verdade que neste caso não é possível fortalecer pressão constante. Mas muitas vezes acontece que isso simplesmente não é necessário. Circuitos com fonte de alimentação unipolar serão discutidos mais tarde, mas por enquanto vamos continuar com circuitos para ligar amplificadores operacionais com fonte de alimentação bipolar.

A tensão de alimentação da maioria dos amplificadores operacionais está geralmente dentro de ± 15V. Mas isso não significa de forma alguma que esta tensão não possa ser diminuída um pouco (mais alta não é recomendada). Muitos amplificadores operacionais operam de forma muito estável a partir de ±3V, e alguns modelos até ±1,5V. Esta possibilidade está indicada na documentação técnica (DataSheet).

Repetidor de tensão

É o dispositivo amplificador operacional mais simples em termos de projeto de circuito; seu circuito é mostrado na Figura 1.

Figura 1. Circuito seguidor de tensão do amplificador operacional

É fácil ver que para criar tal circuito não foi necessária nenhuma peça, exceto o próprio amplificador operacional. É verdade que a figura não mostra a conexão de energia, mas esses diagramas são encontrados o tempo todo. A única coisa que gostaria de observar é entre os pinos de alimentação do amplificador operacional (por exemplo, para o amplificador operacional KR140UD708, esses são os pinos 7 e 4) e fio comum deve ser conectado com uma capacidade de 0,01...0,5 µF.

Seu objetivo é tornar a operação do amplificador operacional mais estável, para eliminar a autoexcitação do circuito ao longo dos circuitos de potência. Os capacitores devem ser conectados o mais próximo possível dos pinos de alimentação do microcircuito. Às vezes, um capacitor é conectado a um grupo de vários microcircuitos. Os mesmos capacitores podem ser vistos em placas com fichas digitais, seu propósito é o mesmo.

O ganho do repetidor é igual à unidade ou, dito de outra forma, não há ganho algum. Então por que precisamos de tal esquema? É bastante apropriado lembrar aqui que há circuito de transistor- seguidor de emissor, cujo objetivo principal é combinar cascatas com diferentes resistências de entrada. Tais cascatas (repetidores) também são chamadas de cascatas de buffer.

A impedância de entrada de um repetidor para um amplificador operacional é calculada como o produto da impedância de entrada do amplificador operacional e seu ganho. Por exemplo, para o UD708 mencionado, a impedância de entrada é de aproximadamente 0,5 MOhm, o ganho é de pelo menos 30.000, e talvez mais. Se esses números forem multiplicados, a resistência de entrada é de 15 GOhm, que é comparável à resistência de um isolamento de qualidade não muito alta, como o papel. É improvável que um resultado tão elevado seja alcançado com um seguidor de emissor convencional.

Para que as descrições não suscitem dúvidas, abaixo serão apresentadas imagens mostrando o funcionamento de todos os circuitos descritos no programa simulador Multisim. É claro que todos esses circuitos podem ser montados em placas de ensaio, mas resultados piores não podem ser obtidos na tela de um monitor.

Na verdade, aqui é ainda um pouco melhor: você não precisa subir em uma prateleira em algum lugar para trocar um resistor ou microcircuito. Está tudo aqui, até medindo instrumentos, está no programa e é “alcançado” usando o mouse ou teclado.

A Figura 2 mostra um circuito repetidor feito no programa Multisim.

Figura 2.

Pesquisar o circuito é bastante simples. Para a entrada do repetidor de gerador de funçõesé aplicado um sinal senoidal com frequência de 1KHz e amplitude de 2V, conforme mostra a Figura 3.

Figura 3.

O sinal na entrada e na saída do repetidor é observado por um osciloscópio: o sinal de entrada é exibido como um feixe azul, o feixe de saída como vermelho.

Figura 4.

Por que, o leitor atento pode perguntar, o sinal de saída (vermelho) é duas vezes maior que o sinal de entrada azul? Tudo é muito simples: com a mesma sensibilidade dos canais do osciloscópio, ambas as senóides com a mesma amplitude e fase se fundem em uma, escondendo-se uma atrás da outra.

Para ver os dois ao mesmo tempo, tivemos que reduzir a sensibilidade de um dos canais, neste caso a entrada. Como resultado, a sinusóide azul ficou exatamente com metade do tamanho da tela e parou de se esconder atrás da vermelha. Porém, para obter um resultado semelhante, você pode simplesmente deslocar os feixes usando os controles do osciloscópio, deixando a mesma sensibilidade dos canais.

Ambas as sinusóides estão localizadas simetricamente em relação ao eixo do tempo, o que indica que a componente constante do sinal é zero. O que acontece se você adicionar um pequeno componente DC ao sinal de entrada? O gerador virtual permite deslocar a onda senoidal ao longo do eixo Y. Vamos tentar deslocá-la em 500mV.

Figura 5.

O que resultou disso é mostrado na Figura 6.

Figura 6.

É perceptível que as sinusóides de entrada e saída aumentaram meio volt, sem mudar em nada. Isto indica que o repetidor transmitiu com precisão o componente DC do sinal. Mas na maioria das vezes eles tentam se livrar desse componente permanente e torná-lo igual a zero, o que evita o uso de elementos de circuito, como capacitores de acoplamento entre estágios.

O repetidor é, claro, bom e até bonito: não foi necessária uma única peça adicional (embora existam circuitos repetidores com pequenos “aditivos”), mas eles não receberam nenhum ganho. Que tipo de amplificador é esse então? Para criar um amplificador, você só precisa adicionar alguns detalhes sobre como fazer isso, que serão discutidos mais adiante;

Amplificador inversor

Para fazer um amplificador inversor a partir de um amplificador operacional, basta adicionar apenas dois resistores. O que resultou disso é mostrado na Figura 7.

Figura 7. Circuito amplificador inversor

O ganho de tal amplificador é calculado usando a fórmula K=-(R2/R1). O sinal negativo não significa que o amplificador esteja ruim, mas apenas que o sinal de saída terá fase oposta ao sinal de entrada. Não é à toa que o amplificador é chamado de amplificador inversor. Aqui seria apropriado relembrar o transistor conectado de acordo com o circuito com o OE. Lá também o sinal de saída no coletor do transistor está defasado em relação ao sinal de entrada aplicado à base.

É aqui que vale a pena lembrar quanto esforço você terá que fazer para obter uma onda senoidal limpa e sem distorções no coletor do transistor. É necessário selecionar a polarização na base do transistor de acordo. Isso geralmente é bastante complicado e depende de muitos parâmetros.

Ao usar um amplificador operacional, basta calcular a resistência dos resistores de acordo com a fórmula e obter o ganho especificado. Acontece que configurar um circuito usando um amplificador operacional é muito mais simples do que configurar vários estágios de transistor. Portanto, não há necessidade de ter medo de que o esquema não funcione, não funcione.

Figura 8.

Tudo aqui é igual às figuras anteriores: o sinal de entrada é mostrado em azul e o sinal após o amplificador é mostrado em vermelho. Tudo corresponde à fórmula K=-(R2/R1). O sinal de saída está fora de fase com a entrada (que corresponde ao sinal negativo na fórmula) e a amplitude do sinal de saída é exatamente o dobro da entrada. O que também é verdade para a razão (R2/R1)=(20/10)=2. Para obter um ganho, por exemplo, 10, basta aumentar a resistência do resistor R2 para 100KOhm.

Na verdade, o circuito amplificador inversor pode ser um pouco mais complicado; esta opção é mostrada na Figura 9.

Figura 9.

Uma nova peça apareceu aqui - o resistor R3 (em vez disso, simplesmente desapareceu do circuito anterior). Sua finalidade é compensar as correntes de entrada de um amplificador operacional real, a fim de reduzir a instabilidade de temperatura do componente DC na saída. O valor deste resistor é escolhido de acordo com a fórmula R3=R1*R2/(R1+R2).

Os amplificadores operacionais modernos altamente estáveis ​​permitem que a entrada não inversora seja conectada diretamente ao fio comum, sem o resistor R3. Embora a presença deste elemento não faça nada de mal, na atual escala de produção, quando economizam em tudo, preferem não instalar este resistor.

As fórmulas para cálculo do amplificador inversor são mostradas na Figura 10. Por que na figura? Sim, apenas para maior clareza, em uma linha de texto eles não pareceriam tão familiares e compreensíveis, não seriam tão perceptíveis.

Figura 10.

O fator de ganho foi mencionado anteriormente. A única coisa que merece atenção aqui é a resistência de entrada e saída do amplificador não inversor. Tudo parece ficar claro com a resistência de entrada: ela acaba sendo igual à resistência do resistor R1, mas a resistência de saída deverá ser calculada usando a fórmula mostrada na Figura 11.

A letra “K” denota o coeficiente de referência do amplificador operacional. Aqui, por favor, calcule a que será igual a resistência de saída. O resultado será um número bastante pequeno, mesmo para um amplificador operacional médio do tipo UD7 com seu K” igual a não mais que 30.000. Nesse caso, isso é bom: afinal, quanto menor for a impedância de saída da cascata (isso. aplica-se não apenas a cascatas de amplificadores operacionais), quanto mais poderosa a carga, em termos razoáveis, é claro, dentro dos limites, você pode se conectar a essa cascata.

Uma observação especial deve ser feita em relação à unidade no denominador da fórmula de cálculo da resistência de saída. Vamos supor que a relação R2/R1 seja, por exemplo, 100. Essa é exatamente a relação que será obtida no caso de um amplificador inversor com ganho de 100. Acontece que se esta unidade for descartada, nada mudará muito. . Na verdade isso não é verdade.

Suponhamos que a resistência do resistor R2 seja zero, como no caso de um repetidor. Então, sem um, todo o denominador volta a zero e a resistência de saída será igualmente zero. E se mais tarde esse zero acabar em algum lugar do denominador da fórmula, como ordenar que ele seja dividido por ele? Portanto, é simplesmente impossível livrar-se desta unidade aparentemente insignificante.

Você não pode escrever tudo em um artigo, mesmo que seja bastante grande. Portanto, tudo o que não coube no próximo artigo terá que ser abordado. Haverá uma descrição de um amplificador não inversor, um amplificador diferencial e um amplificador de alimentação única. Também será dada uma descrição circuitos simples para verificar o amplificador operacional.

O feedback pode ser positivo (POS) ou negativo (NOS). O feedback positivo aumenta e o transforma em Schmitt (ver Volume I). reduz o ganho e transfere o amplificador operacional para o modo linear - em um sinal analógico.

Arroz. 1.27. Amplificadores com OOS: a - não inversores; b - inversão; c - com capacitores isolantes; d - conexão de carga de baixa impedância a um amplificador com alimentação bipolar; d - repetidor; e - com alta resistência de entrada; g, h - poderoso amplificador operacional com conexão sequencial transistores poderosos

Arroz. 1.27. Amplificadores com OOS:

e - poderoso amplificador operacional com conexão paralela transistores poderosos; k - poderoso amplificador operacional com fonte de alimentação de alta tensão; l - nesses resistores (geralmente R1 = R2 = 10...1000 kOhm) a tensão no ponto médio é igual à metade da tensão de alimentação. C1 é um filtro, é necessário para reduzir o divisor de saída (ou seja, para melhorar o funcionamento do amplificador). Sua capacidade é determinada a partir da expressão Cl x R = 0,5...2, onde C1 é a capacitância do capacitor C1 em microfarads, e R é um dos resistores R1 ou R2 (R1 = R2) em megaohms.

A vantagem de um repetidor de amplificador operacional é sua enorme entrada, ou seja, praticamente não consome corrente da fonte do sinal. A saída de entrada de repetidores de amplificador operacional com transistores bipolares na entrada atinge de várias a centenas de gigaohms, ou seja, aproximadamente a mesma que com isolamento deficiente. A entrada na entrada é quase impossível de medir - ela atinge um bom isolamento e é milhares a milhões de vezes maior que a de um amplificador operacional em transistores bipolares. A desvantagem dos repetidores baseados em amplificadores operacionais baratos e difundidos é sua capacitância de entrada significativa. Geralmente não excede 5 pF, mas a uma frequência de 100 kHz (e, consequentemente, o seguidor de entrada) de tal capacitor é de 400 kOhm. Em alta frequência e alguma precisão, bem como em buffers especiais e amplificadores operacionais de medição, a capacitância de entrada é milhares de vezes menor.

O resistor R equilibra o amplificador operacional - com sua ajuda, na tensão zero na entrada, o ponteiro do dispositivo P1 é colocado na posição zero. Ao usar amplificadores operacionais de precisão em um circuito, isso é opcional.

Nos elementos Rl, R2, C1 é montado um divisor de tensão de alimentação; a tensão no ponto de conexão desses elementos é igual à metade da tensão de alimentação. C1 é opcional, praticamente não tem efeito na operação. Mas não é aconselhável removê-lo - pode ocorrer autoexcitação em altas frequências.

Quando isso muda tensão de entrada a corrente que flui através do circuito R fl0I] -P1 muda, por causa disso a tensão no ponto médio do divisor de tensão muda. Mas como o sinal (tensão) para a entrada é fornecido precisamente em relação a este ponto intermediário (uma das entradas está conectada a ele), isso não afetará a precisão da medição de tensão: por exemplo, com uma tensão de entrada de 1,0 V , a tensão no circuito R não -Pl será igual a 1,0 V, independente da tensão no ponto médio. Mas isso ocorre apenas se a tensão de alimentação não for controlada pela tensão de alimentação, ou seja, deve ser alimentado por sua própria bateria (bateria).

Vamos agora aplicar uma meia onda positiva do sinal de entrada à entrada do amplificador operacional. Uma tensão positiva aparecerá na saída do amplificador operacional - ela diminuirá para zero somente quando a tensão na entrada inversa do amplificador operacional se tornar igual em valor à tensão na entrada direta (este é o princípio de operação do amplificador operacional). Para que a tensão de saída aumente, o interior do amplificador operacional (ver Fig. 1.25, a) deve abrir, conectado ao terminal “+U” (VT1 na Fig. 1.25, a). Ou seja, neste caso, os pinos 2 e 6 do amplificador operacional estão fechados, e a corrente flui através dos R4 e R6 conectados em série, e a queda de tensão no resistor R4 aumenta (e no resistor R5 diminui; mas não mais de 2...3 vezes). Em algum momento, a queda de tensão no resistor R4 aumenta para um valor em que VT1 começa a abrir - parece “ajudar” o amplificador operacional a aumentar a tensão na saída do amplificador, enquanto uma corrente de aproximadamente b 2| e vezes mais do que através de um amplificador operacional - isto é, isso garante que a corrente de saída de um amplificador operacional de potência relativamente baixa seja amplificada por transistores poderosos.

Assim que a tensão em ambas as entradas do amplificador operacional, devido ao OOS, for igual, a tensão na saída do amplificador (na carga) será fixa e parará de mudar. Neste caso, alguma corrente fluirá através da carga e, consequentemente, uma corrente também fluirá através de R4 e R6, aproximadamente h 2 l 3 vezes menor que a saída. O VT1 estará ligeiramente aberto e, com o menor aumento/diminuição da tensão na entrada, a corrente que flui através dele também aumentará/diminuirá. Quando a tensão de entrada diminui repentinamente (o que é típico para sinal sonoro) a tensão de saída pode não acompanhar a entrada - neste caso, a queda de tensão no resistor R5 aumentará (já que o amplificador operacional sempre tenta com todas as suas forças equalizar as tensões nas entradas direta e inversa) e VT2 irá “ajudar” a diminuição da tensão de saída.

O ganho de corrente dos transistores VT1 e VT2 neste circuito não excede 5...10 vezes - devido ao desvio da junção de base com os resistores R4 e R5. Caso seja necessário um ganho maior, é aconselhável substituir VT1 e VT2 por compostos (como na Fig. 1.27, h), mas ao mesmo tempo é impossível remover ou mesmo alterar o valor dos resistores R4 e R5 (por que , Veja acima). Nesse caso, mesmo ao usar amplificadores operacionais de baixa potência, você pode obter uma corrente significativa na saída.

Certa vez, fiz muitos amplificadores de acordo com o circuito da Fig. 1.27 e, portanto, quero dar algumas dicas úteis:

O resistor R6 pode entrar em curto-circuito - especialmente se forem usados ​​​​de potência única (prefiro os compostos). Isso melhorará o desempenho do amplificador, mas aumentará o aquecimento do gabinete - é necessário um radiador. Se você não tiver um radiador especial, basta colar várias placas de metal no topo do microcircuito - quanto maior a área, melhor.

O amplificador desenvolve potência de até 70 W. Você pode verificar se o seu amplificador operacional pode operar em uma tensão tão alta da seguinte maneira: as bases de ambos os transistores, assim como a carga, não estão conectadas ao circuito, todo o resto é montado conforme a Fig. 1.27, e a tensão de alimentação é ligada (via R4 e R5!) e a queda de tensão em R4, R5 é medida. Se não ultrapassar 0,3 V, está tudo bem.

Com uma tensão de alimentação de ±28 V ou mais, todos os amplificadores operacionais queimaram. Se você precisar que o amplificador operacional opere em uma tensão tão alta, a energia deverá ser fornecida a ele através de (Fig. 1.27, k; os circuitos de correção e feedback são conectados da mesma maneira que na Fig. 1.27, i). A tensão de estabilização para ambos os diodos zener deve ser a mesma e tal que a tensão de alimentação do amplificador operacional não exceda 25 V (por exemplo, U ni)T = ±32 V, U CT = 32 – 25 = 7 V) .

Como você sabe, a queda de tensão em um diodo zener é muito fraca devido à corrente que flui através dele. É precisamente por esse efeito que eles são adequados para uso em tal amplificador: graças a eles, a tensão de alimentação do amplificador operacional é limitada a um nível seguro para ele, e aqueles conectados de acordo com o circuito são totalmente aberto mesmo quando a queda de tensão no resistor de base é de apenas 1...2 V - isso é muito menos tensão de alimentação do amplificador operacional.

Desvantagens de tal amplificador:

1. Todos eles, mesmo os melhores, são muito barulhentos (ou seja, sua tensão de estabilização, com corrente constante, flutua caoticamente em torno de algum nível “médio”), portanto o montado faz mais barulho que o mesmo, mas sem diodos zener (e com mais baixa voltagem nutrição). Para combater o ruído, você pode ligar capacitâncias eletrolíticas de várias unidades...dezenas em paralelo com os diodos zener, mas por causa desses capacitores, imediatamente após ligar a tensão de alimentação, a tensão nos terminais de alimentação do amplificador operacional aumentará para valores perigosos (um capacitor descarregado está próximo de zero) e o amplificador operacional poderá falhar.

2. Como a tensão nos coletores dos transistores pode ser maior que a tensão na saída do amplificador operacional, este último pode falhar (a corrente flui através de R6). Você pode se proteger contra esse problema se o terminal do resistor R6, que está correto conforme o diagrama, estiver conectado não aos coletores dos transistores, mas ao fio comum. Neste caso, a resistência é de cerca de 100 ohms.

3. A tensão de estabilização dos diodos zener não deve ultrapassar 10 V: quanto maior for, maiores serão as chances de em algum momento seu amplificador falhar espontaneamente.

A amplitude da tensão de saída neste caso não depende da tensão de alimentação do amplificador operacional e, assim como na Fig. 1,27, podendo atingir U nHT – 0,7 V (módulo). Ao usar transistores compostos, é aproximadamente 0,5 V a menos.

Nestes circuitos (Fig. 1.27, i; 1.27, j) também pode ser utilizado com porta isolada (VT1 - canal p, VT2 - canal η). Tal amplificador não apresenta vantagens perceptíveis em comparação com um amplificador baseado em transistores bipolares. É mais difícil de configurar, por isso não irei fornecer seu diagrama aqui. Se você não tem experiência suficiente com transistores de efeito de campo e amplificadores baseados neles, não tente desenhar o circuito sozinho.

O capacitor C2 é carregado através de R3, R4 conectados em série. Assim que as tensões em ambas as entradas forem iguais, a tensão na saída do amplificador operacional diminuirá para a tensão na entrada direta (ou seja, para metade da tensão de alimentação) e, na ausência de um sinal de entrada, será mantida neste nível. Quando um sinal de alta frequência é aplicado à entrada do amplificador, a tensão de saída também muda; mas, como a capacitância do capacitor C2 é bastante grande, a tensão em suas placas não terá tempo de mudar significativamente durante um meio ciclo do sinal amplificado, então podemos assumir que a tensão no terminal esquerdo do resistor R3 de acordo com o diagrama é constante e igual à metade da tensão de alimentação. Neste caso, o ganho de tensão do amplificador é igual à razão entre o resistor R4 e a resistência do resistor R3.

Ao usar o capacitor C2 de capacidade muito pequena, o ganho do amplificador é baixas frequências será menor do que em níveis altos e, em casos extremos (a capacitância do capacitor C2 é zero, ou seja, não há capacitor algum), o ganho é igual à unidade (isto se transforma em, semelhante ao mostrado na Fig. 1.27, d). Isso se deve ao fato de que, neste caso, a tensão nos terminais do capacitor irá flutuar dentro de limites significativos quando o sinal de saída mudar, razão pela qual o componente de baixa frequência do sinal será “suavizado”.

Por exemplo na Fig. A Figura 1.31 mostra gráficos do sinal de entrada (Fig. 1.31, a) e saída (Fig. 1.31,6) de tal “amplificador”. Na Fig. 1.31, mas o componente de baixa frequência do sinal de entrada é claramente visível e, quando tal sinal for amplificado pelo amplificador “correto”, será igualmente claramente audível. Mas se o amplificador de acordo com o circuito da Fig. 1,27, l capacidade do capacitor C2 é muito

Arroz. 1.31. Explicações para a Fig. 1,27, l. Sinal de entrada (a) e sinal de saída (b) com capacitância C2 muito pequena. Se a capacitância C2, assim como C1 e S3, for significativa, o formato do sinal de saída repetir o formato do sinal de entrada, então o componente de baixa frequência (o “baixo” tão querido pelos amantes da música de hoje) será enfraquecido tanto que se tornará completamente imperceptível e será muito difícil restaurá-lo. Na Fig. 1.31, e a linha pontilhada mostra convencionalmente a mudança na tensão no capacitor. Como você pode ver, quanto maior for a capacidade, melhor. Mas não faz sentido buscar o ideal, e uma capacitância de 47 uF, com uma resistência do resistor OOS de 100 kOhm, é suficiente.

O feedback é amplamente utilizado em uma variedade de usinas nucleares, incl. e em UU. No sistema de gestão, a introdução de SO visa melhorar uma série de indicadores básicos ou fornecer novas propriedades específicas. O sistema operacional desempenha um papel especial e fundamental nas unidades de controle microeletrônicas. Pode-se argumentar que sem o uso generalizado do sistema operacional seria extremamente difícil implementar produção em série CIs lineares.

Feedback é a transferência de parte (ou toda) da energia do sinal da saída para a entrada do dispositivo. O sinal de feedback pode ser obtido da saída de todo o dispositivo ou de qualquer estágio intermediário. Um sistema operacional que cobre uma cascata é geralmente chamado de local, e um sistema operacional que cobre várias cascatas ou toda a unidade de controle de vários estágios é chamado de geral.

Esquema estrutural A unidade de controle com SO é mostrada na Figura 3.1.

Arroz. 3.1. Controlador com sistema operacional

Normalmente, o ganho da unidade de controle e o coeficiente de transmissão do circuito de feedback são complexos, o que indica a possibilidade de mudança de fase nas regiões LF e HF devido à presença de elementos reativos tanto na própria unidade de controle quanto no feedback o circuito.

O coeficiente de transmissão do circuito OS é igual a:

De acordo com a teoria clássica do SO, a influência do SO nos indicadores de qualidade do controle é determinada pela diferença de retorno (profundidade do SO):

onde é o determinante quando o parâmetro de transmissão direta é igual a zero. Se este parâmetro for igual a zero, equivale a interromper o circuito fechado de transmissão do sinal, mantendo as imtâncias de carga no ponto de interrupção.

Seguir a teoria clássica do sistema operacional leva a uma complexidade computacional que só pode ser superada com a ajuda de um computador.

A teoria elementar do sistema operacional é adequada para cálculos de esboço. Seu uso é permitido quando for possível separar os circuitos de transmissão direta e reversa. Em unidades de controle reais, uma separação clara desses circuitos é impossível, portanto, os cálculos usando a teoria elementar do sistema operacional levam a um erro nos resultados, o que, no entanto, é bastante aceitável para o projeto preliminar. De acordo com a teoria elementar do SO, a profundidade do SO é determinada como:

Se >0 - o SO é positivo (POS), se<0 - ОС отрицательная (ООС), в последнем случае

É fácil perceber que no caso do POS, as fases do sinal de entrada e do sinal de feedback coincidem e as amplitudes são somadas, o que leva a um aumento no ganho, enquanto no caso do OOS, o descasamento de fase do o sinal de entrada e o sinal de feedback levam à sua subtração e, conseqüentemente, à diminuição do ganho de ganho.

A principal aplicação em sistemas de controle é o OOS. Permite aumentar a estabilidade dos amplificadores, bem como melhorar outros parâmetros e características importantes. Deve-se enfatizar imediatamente que a redução do ganho nas unidades de controle modernas devido ao feedback ambiental não é um fator muito significativo hoje, porque Estruturas microeletrônicas amplamente utilizadas com grandes fatores de ganho intrínseco possibilitam um valor K significativo. No futuro, a atenção principal será dada ao OOS. OOS é classificado dependendo dos métodos de fornecimento de sinais OOS ao circuito de entrada do amplificador e sua remoção da saída do amplificador. Se a corrente de feedback no circuito de entrada for subtraída da corrente do sinal de entrada, esse circuito de feedback será chamado de paralelo (uma vez que a saída do circuito de feedback está conectada em paralelo à entrada do amplificador).

Se no circuito de entrada as tensões do sinal de entrada e do sinal de feedback forem subtraídas, então tal OOS é chamado de serial (uma vez que a saída do circuito OOS está conectada em série à entrada do amplificador).

De acordo com o método de remoção do sinal de feedback, eles distinguem entre feedback de tensão, quando o sinal de feedback é proporcional à tensão de saída do amplificador (a entrada do circuito de feedback é conectada em paralelo com a carga do amplificador) e feedback de corrente, quando o sinal de feedback é proporcional à corrente através da carga (a entrada do circuito de feedback é conectada em série com a carga do amplificador).

Assim, quatro variantes principais de circuitos OS devem ser distinguidas (Fig. 3.2): corrente-série (série-série, tipo Z), série-tensão (série-paralela, tipo H), tensão-paralela (paralelo-paralelo , tipo Y) e corrente paralela (série paralela, tipo G). Existem também sistemas mistos (combinados) de proteção ambiental.

Figura 3.2. Tipos de sistema operacional

3.2. Feedback atual sequencial

O diagrama de circuito de uma cascata com realimentação de corrente sequencial (POOST) em uma CC com OP é mostrado na Figura 3.3.

Figura 3.3. Cascata em PT com POS

Durante o POOST, um circuito especial é ligado no circuito de saída do amplificador em série com a carga (na Figura 3.3 é R os C os), a tensão na qual Você proporcional à corrente de saída. No circuito de entrada do amplificador Vocêé adicionado algebricamente à tensão de entrada. EM região central (C os=0) pode ser escrito

K 0OS = K 0 /F = K 0 (1 + β K 0).

Tendo analisado a cascata utilizando o método da subseção 2.3, obtemos:

K 0OS = K 0 /F = K 0 (1 + S 0 R os).

Porque o K 0 =S 0 R eq(ver subseção 2.9), então com proteção ambiental profunda (F>10) K 0 ≈R eq/R os. Da expressão resultante segue-se que o POOST garante a estabilidade do ganho de tensão desde que a carga seja constante.

Com a ajuda do POOST é possível reduzir distorção não linear na unidade de controle, pois com o aumento de F a tensão de controle do amplificador diminuirá, sua operação passará a ser realizada em uma porção menor da característica corrente-tensão do elemento ativo (transistor), e isso levará a uma diminuição no coeficiente harmônico. A Subseção 8.1 fornece relações calculadas para a distorção harmônica de um amplificador coberto por OOS do tipo série. Você pode estimar aproximadamente o efeito do POOST no coeficiente harmônico usando a seguinte relação:

Estado K = Kg/F.

Todos os itens acima se aplicam igualmente à cascata baseada em BT com OE e POOST (o diagrama da cascata não é fornecido devido à identidade de sua topologia com o diagrama da Figura 3.3).

A impedância de entrada de um amplificador com realimentação é determinada pela forma como a tensão de realimentação é fornecida ao circuito de entrada. De acordo com a teoria elementar de feedback, o POOST aumenta a impedância de entrada do amplificador em F vezes, ou seja,

Entrada R = R em· F.

A expressão para a resistência de entrada da cascata de OE para BT com POOST, determinada conforme método da subseção 2.3, tem a forma:

Entrada R = R 12 ∥ [rb + (1 + H 21e)·( você é + Δ R + ROS)].

Sob certas suposições, as duas últimas expressões fornecem resultados semelhantes.

A impedância de entrada da cascata do OP para o PT é determinada R z(ver subseção 2.9), portanto, praticamente não se altera ao cobrir a cascata POOST.

A impedância de saída de um amplificador com feedback é determinada pelo método de remoção da tensão de feedback da carga do amplificador. De acordo com a teoria elementar de feedback, o POOST aumenta a impedância de saída do amplificador em F vezes, ou seja,

R sairOS = R fora· F.

Na faixa média, a impedância de saída das cascatas PT (OI) e BT (OE) é determinada na maioria dos casos de acordo com as classificações R com E R para, então esse OOS praticamente não muda isso.

A Figura 3.3b mostra um diagrama de uma cascata com OI e POOST na área de HF . Esta cascata também é chamada de cascata com correção de fonte , porque O principal objetivo da introdução do OOS na cascata é corrigir a resposta de frequência na região HF.

Já o circuito OOS ( R os C os) depende da frequência, então |F| com o aumento da frequência diminui em relação ao seu valor na faixa média, o que leva a um aumento relativo | K OS| em alta frequência. Do ponto de vista da correção das características do tempo, reduzindo você cascata é explicada pela carga C os, o que leva a um aumento lento Você, e, conseqüentemente, ao aumento do ganho na região de MT, o que, por sua vez, reduz o tempo de carregamento C n, o que, na verdade, determina você.

Analisaremos primeiro a influência do POOST para o caso de um circuito OS resistivo ( C os=0). Considerando que a inclinação do TP é praticamente independente da frequência (ver subseção 2.4.2), podemos dizer que em toda a faixa de frequências de operação a profundidade do feedback é F=const, a redução do ganho em toda a faixa de operação frequências são muitas vezes as mesmas e não há correção.

Onde τos=R os C os.

A análise da expressão resultante é simplificada sob a suposição τ em=τ SO. Sob esta condição temos:

Onde τVOS=τ em/F(ver também subsecção 2.9).

Uma diminuição na constante de tempo da cascata na região HF leva a um aumento na frequência limite superior f em(diminuir você) cascata. A área de ganho da cascata com correção de OP e fonte não muda:

P os = K 0SO · fOC = K 0 · f em.

Cálculo de uma cascata com correção de fonte em Região BF não é diferente de calcular um estágio não corrigido, exceto que a fórmula para a constante de tempo do circuito fonte será diferente:

τnEu ≈ C e(1/S + R os).

Dependendo do propósito de introdução da proteção ambiental na cascata, a profundidade da proteção ambiental pode ser determinada pelas seguintes proporções:

F = K 0 /K 0SO, ou F = fOC/f em.

Em que R os=(F–1)/S 0 e C os=1/(ω VOC· R os).

A cascata com OE e POOST também é chamada de cascata com correção de emissor .

Ao contrário do PT, no BT a inclinação depende da frequência, portanto, mesmo com um circuito OOS independente da frequência ( C os=0) há um efeito de correção da resposta de frequência e resposta de frequência devido a uma diminuição na profundidade do feedback ambiental em HF:

,

Onde τVOS=τ/ F+τ 1 / F+τ 2 (ver também subseção 2.5).

É fácil ver que a correção do emissor da cascata no BT com um circuito OOS independente de frequência ( C os=0) efetivo em τ 2<<(τ+τ 1), т.е. в каскадах с малой емкостью нагрузки.

Onde τos=R os C os, τ" =K 0 R os C n.

A correção do emissor permite aumentar significativamente f em(diminuir você) em determinados valores de aumento na resposta de frequência em HF (emissão de PH δ na região MF). Tabelas e gráficos prontos para cálculo de uma cascata com correção de emissor são fornecidos.

A capacitância de entrada da cascata com POOST diminuirá aproximadamente F vezes:

Entrada C din OS = τ/ rb/F + (1 + K 0OS) C para ≈ Entrada C din/F.

Cálculo de uma cascata com OE e POOST em Região BF não é diferente de uma cascata sem sistema operacional (você só precisa levar em consideração a mudança R em ao calcular as constantes de tempo dos circuitos isolantes), a exceção é o cálculo da constante de tempo do circuito emissor:

τNEOS = C e(1/S 0 + R os).

3.3. Feedback sequencial de tensão

A impedância de entrada de um amplificador com realimentação é determinada pela forma como a tensão de realimentação é fornecida ao circuito de entrada. De acordo com a teoria elementar do feedback, o feedback de tensão em série (POOSN) aumenta a impedância de entrada do amplificador em F vezes, ou seja,

Entrada R = R em· F.

A impedância de saída de um amplificador com feedback é determinada pelo método de remoção da tensão de feedback da carga do amplificador. De acordo com a teoria elementar do sistema operacional, o POOSN reduz a impedância de saída do amplificador em F vezes, ou seja,

R sairOS = R fora/F.

A redução da resistência de saída da unidade de controle reduz a dependência da tensão de saída das mudanças no valor da carga, portanto, pode-se argumentar que o POOSN estabiliza o ganho de tensão quando a carga muda; Anteriormente, foram considerados seguidores de emissor e fonte, nos quais ocorre 100% POOSN (subseções 2.8, 2.11), então nos limitaremos a ilustrar o uso de POOSN - um amplificador integrado de três estágios com um circuito OS externo (resistor R os, Figura 3.4).

Figura 3.4. Amplificador com POS comum

A capacidade de alterar a profundidade do feedback geral expande significativamente o escopo deste amplificador e torna o IC multifuncional.

3.4. Feedback de tensão paralela

De acordo com a teoria elementar do sistema operacional, a realimentação de tensão paralela (∥OOSN) não altera o ganho de tensão K 0 do amplificador, mas alterando sua impedância de entrada o ganho ponta a ponta muda K E. Como resultado da redução da resistência de entrada R em tensão será aplicada à entrada do amplificador

Você está = Por exemplo· vin,

Onde vin- coeficiente de transmissão do circuito de entrada da unidade de controle.

Por analogia com K 0SO pode ser escrito:

K E OS = K E/(1 + βK 0) = vin K 0 /(1 + βK 0).

Com ∥OOSN profundo ( βK 0 >> 1) obtemos:

K E OS ≈ vin/β .

A impedância de entrada de um amplificador com ∥OOSN é determinada como:

Entrada R = R em/F eu,

onde está a profundidade da proteção ambiental para os atuais F eu=1+β eu k eu, β eu=Eu sou/eu saio.

O valor da resistência de saída da unidade de controle coberta por ∥OOSN pode ser estimado aproximadamente usando a relação já conhecida:

R sairOS ≈ R fora/F.

Do exposto, segue-se que ∥OOSN estabiliza o ganho de tensão ponta a ponta com uma resistência constante da fonte de sinal, reduz a resistência de entrada e saída do amplificador.

A cascata em BT com OE e ∥OOSN é apresentada na Figura 3.5.

Figura 3.5. Estágio amplificador em BT com OE e ∥OOSN

Em ∥OOCH, a tensão de saída do estágio causa uma corrente OC fluindo através do circuito OC R os L os C ros. Anteriormente (ver subseção 2.6) consideramos um esquema de estabilização térmica de coletor, cuja operação é baseada na ação de ∥OOSN. Nesta etapa, ∥OOSN atua apenas nas frequências do sinal, o que é refletido na Figura 3.5b.

porque S 0 R os>>1, R eq=R para∥Rn. Na maioria dos casos R os>R eq, É por isso K 0 muda ligeiramente. A mudança em si K 0 é explicado pelo fato de que, em contraste com a estrutura clássica do amplificador com ∥OOSN, em um circuito em cascata real não existe uma separação tão clara entre o circuito de feedback e o circuito de amplificação direta.

A impedância de entrada da cascata com ∥OOSN é igual a:

Geralmente K 0 >>g(R os+R eq), R os>R eq E K 0 >>1, então

A impedância de saída da cascata com ∥OOSN é igual a:

porque geralmente S 0 >>g E S 0 R g>>1.

Para determinar os parâmetros da cascata em Região de alta frequência você deve usar as relações para uma cascata com OE (ver subseção 2.5), levando em consideração que ao calcular a constante de tempo da cascata τ em a impedância de saída da cascata com ∥OOSN deve ser levada em consideração, ou seja, R eq=R fora∥Rn e a influência de ∥OOSN na inclinação - S 0SO =S 0 –1/R os.

Ressalta-se que é possível corrigir a resposta em frequência (FC) na região HF (MF) conectando em série com R os indutância de correção Los. O efeito de correção é explicado por uma diminuição na profundidade do feedback ambiental na região HF (HF). Cálculo de uma cascata com OE e ∥OOSN em Região BF não é diferente de calcular uma cascata sem sistema operacional (você deve levar em consideração apenas a mudança R em E R fora ao calcular as constantes de tempo dos circuitos de separação), a exceção é o cálculo da capacitância de separação C cresceu da condição Cruz X≤R os/(10…20).

Deve-se observar que é possível corrigir a resposta de frequência (FC) na região LF (BV) reduzindo a capacitância C cresceu. O efeito de correção é explicado pela diminuição da profundidade do OOS na região LF (LF).

O mecanismo de ação de ∥OOSN em cascata em um PT com um OP (o diagrama não é mostrado devido à coincidência de sua topologia com a Figura 3.5) é em muitos aspectos idêntico ao que acaba de ser considerado. Apresentamos as relações calculadas para os principais parâmetros da cascata no DC com ∥OOSN:

porque S 0 R os>>1, R eq=R com∥Rn.

Geralmente, R os>R eq E K 0 >>1, então

porque mais frequentemente S 0 R g>>1.

Tudo o que foi dito acima sobre a influência de ∥OOSN na resposta de frequência (FC) da cascata BT também é verdadeiro para a cascata PT.

∥OOSN é normalmente utilizado quando é necessário reduzir a impedância de entrada do estágio, o que é necessário nos estágios de entrada da unidade de controle operando em um caminho de transmissão casada de baixa impedância.

3.5. Feedback atual paralelo

A Figura 3.6 mostra um diagrama de um amplificador de dois estágios coberto por um OOS paralelo comum em corrente (∥OOS), que é introduzido no amplificador ligando um resistor R os.

Figura 3.6. Amplificador com ∥OOST comum

A tensão do sistema operacional é removida do resistor R e 2 conectado em série com a carga do amplificador. A tensão de feedback, proporcional à corrente de saída do amplificador, forma uma corrente Eu sou fluindo através R os. A adição algébrica de correntes ocorre no circuito de entrada da unidade de controle. eu insiro E Eu sou. Como ∥OOST é usado principalmente em amplificadores de corrente, é lógico avaliar seu efeito no ganho de corrente:

K I OS = K eu/F eu,

Onde F eu=1+β eu k eu- Profundidade do SO por corrente.

Se aceitarmos isso K eu amplificador sem feedback é grande e a fonte de sinal tem uma grande resistência interna (ou seja, é uma fonte de corrente), então K I OS≈(R os+R e 2)/R e 2. Se R os>>R e 2, então K I OS≈R os/R e 2. Consequentemente, ∥OOST estabiliza o coeficiente de transferência de corrente da unidade de controle.

A impedância de entrada da unidade de controle com feedback é determinada pela forma como o sinal de feedback é fornecido ao circuito de entrada, portanto:

Entrada R = R em/F eu.

A resistência de saída da unidade de controle com feedback é determinada pelo método de remoção do sinal de feedback no circuito de saída, portanto:

R sairOS ≈ R fora· F eu.

É aconselhável implementar o amplificador descrito na forma de um IC com circuito de realimentação externo, o que permite variar suas características em uma ampla faixa.

3.6. Informações adicionais do sistema operacional

3.6.1. OOS combinado

No centro de controle é possível utilizar diferentes tipos de proteção ambiental simultaneamente. Um exemplo típico a este respeito é uma cascata com OE e protecção ambiental combinada (Figura 3.7) - POOST devido a R 1 e ∥OOSN devido R 2 .

O uso de tal OOS combinado (COOS) é aconselhável se o amplificador for feito na forma de um IC de filme híbrido, uma vez que os resistores feitos com tecnologia de filme espesso ou fino possuem parâmetros que se movem em uma direção (mais ou menos). Influência R 1 e R 2, por exemplo, no ganho são de sinal oposto, portanto a sua diminuição ou aumento simultâneo não terá praticamente nenhum efeito no ganho resultante.

Figura 3.7. Estágio amplificador com feedback combinado

Ao fazer uma análise aproximada de uma cascata com KOOS, deve-se levar em consideração que o fator de ganho será determinado principalmente pelo POOST, e R em E R fora- ∥OOSN, portanto:

K 0SO ≈ K 0 /F 1 ,

Onde vamos=1/[rb+(1+H 21e)·( você é+Δ R+R 1)], S 0SO =S 0 /F 1 , F 1 =1+S 0 R 1 .

Uma análise mais detalhada das cascatas com CEPs é apresentada em.

3.6.2. Amplificadores multiestágio com feedback

Para obter OOS na unidade de controle, é necessário que o deslocamento de fase total φ introduzido pelo amplificador e pelo circuito de realimentação seja igual a 180° em toda a faixa de frequência operacional. Em um amplificador multiestágio, esse requisito geralmente é atendido, estritamente falando, apenas em uma frequência. Em outras frequências, especialmente nos limites e fora da faixa de frequência operacional da resposta de frequência, j≠180°. Isto ocorre devido a mudanças de fase adicionais introduzidas pelos elementos reativos do circuito amplificador, e essas mudanças serão maiores quanto maior o número de estágios cobertos pelo circuito OOS geral. Com um deslocamento de fase adicional de 180°, j=360° (equilíbrio de fase), o OOS se transformará em um POS, e se βK>>1 (equilíbrio de amplitude), o amplificador se transformará em um gerador.

A maneira mais eficaz e bastante simples de eliminar fontes de alimentação estabilizadas complexas é usar filtros de desacoplamento (eliminação do sistema operacional), consistindo em Rf E Cf e conectado em série ou paralelo à fonte de alimentação (Figuras 3.8 e 3.9).

Figura 3.8. Amplificador com conexão em série de filtros de desacoplamento de potência

Figura 3.8. Amplificador com conexão paralela de filtros de desacoplamento da fonte de alimentação

Valor do resistor Rfé determinado pela tensão de alimentação necessária das etapas preliminares, que, via de regra, é inferior à da etapa final.

A maioria dos cidadãos desta cidade virtual veio aqui com o desejo de fazer um bom amplificador.
Alguns dirão que é melhor fazer um amplificador valvulado... Mas esta não é a solução mais simples. Precisamos de peças de reposição bastante escassas - lâmpadas, transformador de saída...
Outros responderão: “Por que os amplificadores valvulados ou transistorizados são muito mais compactos e mais potentes!
E todos estarão certos. Isso é uma questão de gosto e capacidade de cada um.
É para a segunda categoria de cidadãos que decidi escrever este artigo;)

Neste diagrama você vê o circuito mais simples para conectar um amplificador de potência, que é usado na grande maioria dos amplificadores modernos.
O som é murmurante, embaçado e desagradável. Especialmente ao usar peças sobressalentes chinesas de consumo.
Mas posso garantir que você pode fazer esse circuito soar mesmo sem grandes modificações!

Começarei com uma pequena digressão lírica.
Eu tenho um amigo. Assim como eu, sou um pouco obcecado por som, embora ele não tenha ligação com eletrônica.
Então, mais de uma vez ele elogiou o som do meu amplificador. Embora tenha sido feito no início da minha paixão pelo som. Trabalhei na turma B (com todas as desvantagens inerentes a esta turma).

A única diferença no circuito era o OOS atual. O que quer que você diga, uma vez que ouvi esse som, não pude recusar!
E um dia esse amigo me convenceu a refazer seu Vega 50U seguindo o mesmo princípio.

Como resultado, fiquei muito satisfeito, e o proprietário deste milagre dos engenheiros soviéticos ficou em choque. Nem ele nem eu esperávamos um som tão puro e rico deste amplificador :) Ele está funcionando há 5 anos. Já comi com sucesso 2 conjuntos de S90 (ele gosta mais de baixo) e até hoje agrada o ouvido do dono

Por que estou fazendo tudo isso? Sim, só estou tentando convencê-lo de que Vale a pena ouvir um amplificador como esse pelo menos uma vez...

Além disso, esse mesmo amigo me deu alto-falantes SVEN para usar enquanto eu reformava meu amplificador.
Tudo ficaria bem, mas o som deles não combinava comigo...
Portanto, decidi, sem qualquer permissão, zombar deles

O amplificador neles é construído de acordo com um circuito padrão em dois microcircuitos.
Olhei a ficha técnica. Um diagrama simplificado para ligar este MS é fornecido no início do artigo.
Finalização. na verdade, o mais simples! E o custo não ultrapassa 10 rublos por canal!

O resistor R4 cria uma queda de tensão diretamente proporcional à corrente que passa pelo alto-falante. Esta tensão é fornecida à entrada inversora do amplificador através dos capacitores C3 e C4. Os capacitores conectados dessa maneira criam um capacitor apolar com capacidade duas vezes menor, ou seja, 110 µF. Isso é necessário para não comprar capacitores não polares caros.

E se você adicionar uma chave a este circuito...

Então você pode sentir as diferenças no som do circuito padrão e do circuito com OOS em termos de corrente. É verdade que você precisará selecionar o resistor R3 para que o volume em ambos os modos seja aproximadamente o mesmo.

Em essência, o resultado é praticamente um amplificador valvulado (pelo menos em termos de som, que os amantes de amplificadores valvulados me amaldiçoem!). Afinal, um amplificador valvulado que não é coberto pelo circuito de feedback é um amplificador de corrente (a tensão na grade de controle regula a corrente do cátodo).

Qualquer amplificador pode ser atualizado desta forma. Transistor ou microcircuito. A única exceção será a calçada - aí o esquema ficará muito mais complicado.
No geral, eu recomendo pelo menos tentar.

As comparações são melhor feitas usando gravações de coros. Após a alteração, você pode facilmente separar as vozes de quem canta umas das outras, e não ouvi-las bagunçadas, como acontece com um amplificador convencional. Ou música instrumental...
Por exemplo, gregoriano, Hilary Stagg ou, o que todo mundo tem, Aria - Careless Angel (introdução, dedilhado de guitarra).
(Posso enviar em boa qualidade. Se precisar, bata no ICQ)

Adição :
Para evitar o surgimento de dúvidas semelhantes, decidi acrescentar um acréscimo a este artigo...

Aplicabilidade:
Este esquema pode ser totalmente implementado apenas em um amplificador sem ponte com fonte de alimentação bipolar.
O alto-falante nesses amplificadores é conectado com um terminal à saída do amplificador e o outro ao fio comum, sem acoplamento de capacitores.

Potência adicional do resistor:
A potência do resistor é calculada de forma bastante simples:
Da física sabemos que P=U*I
A tensão no resistor é aproximadamente igual a Ur = Ud*(Rr/Rd), onde Ud é a tensão no alto-falante, Rr é a resistência do resistor, Rd é a resistência do alto-falante.
A corrente através do resistor e do alto-falante é igual.
Assim, Pr=Pout*(Rr/Rd).
Idealmente, aconselho você a usar um resistor com o dobro da potência Pr=2*Pout*(Rr/Rd) para obter a máxima confiabilidade (já que a resistência do enrolamento do alto-falante em algumas frequências se torna significativamente menor que sua resistência à corrente contínua ).

Assim, para uma potência de amplificador de 20 W e uma resistência de alto-falante de 4 Ohms, a potência do resistor deve ser de 1 W. E para um alto-falante com resistência de 8 Ohm na mesma potência, um resistor com potência de 0,5 W é suficiente.

Tipos de comentários. Distinguir

positivo e negativo SO especialmente introduzido. No positivo O sinal OS da saída para a entrada do amplificador chega em fase com as oscilações do sinal de entrada, como resultado o ganho do amplificador aumenta. Este tipo de sistema operacional é usado principalmente em autogeradores. No negativo As oscilações de feedback (FFE) da saída para a entrada do amplificador chegam em antifase com o sinal de entrada, como resultado seu ganho diminui. Os amplificadores costumam utilizar OOS, o que melhora seus indicadores de qualidade.

Maneiras de fornecer feedback negativo. Com base no método de recepção do sinal de feedback na saída do amplificador, existem circuitos com loops de feedback:

• por tensão em que a tensão de realimentação Uр é proporcional à tensão na saída do amplificador Uout;
• por atual em que a tensão de realimentação Uз é proporcional à corrente de carga; com combinado em que é realizada uma combinação de ambos os métodos. A tensão de realimentação pode ser aplicada à entrada do amplificador em série ou em paralelo com o sinal de entrada.

Assim, eles distinguem consistente(com a adição de tensões) e paralelo circuitos de realimentação (com adição de correntes. O circuito de realimentação pode cobrir todo o amplificador ou parte dele. O amplificador pode ter vários circuitos de realimentação (dependentes ou independentes uns dos outros).

A influência do SO nos principais parâmetros do amplificador. O ganho de um amplificador com feedback é determinado usando o exemplo de um circuito amplificador com feedback de tensão serial),

Se a tensão Us for aplicada à entrada do amplificador, o coeficiente (fator) de feedback mostra qual parte da tensão de saída é a tensão de feedback. No positivo coeficiente de feedback P. pode assumir valores de 0 a +1, e quando negativo- de 0 a - 1. Normalmente em circuitos amplificadores p = 0,05-0,2 A tensão de feedback Uр = ±рUout é proporcional à tensão de saída. A tensão resultante na entrada do amplificador é U=Uin+Uр=Uin+(±РUout), da qual UIn=U-(±рUout). O ganho do amplificador coberto pela realimentação é definido como a razão entre a tensão original e a tensão de entrada da fonte externa Kp = Uout/Uin=Uout/[±pUBOUTH)]. Obviamente, com feedback positivo K$=K/=K/(1 - РK) aumenta em (1 - рK) vezes, e com feedback negativo Kр=K/(1 + рK) diminui em (1 + РK) uma vez. Com OOS profundo é fácil obter ZK>1. Em um amplificador multiestágio com grande ganho K, essa relação é realizada mesmo com um valor pequeno de p, então o coeficiente Kp = 1/p. A partir disso fica claro que o ganho do amplificador não depende de K, ou seja, dos parâmetros do circuito amplificador e do número de suas cascatas, mas é determinado apenas pelo coeficiente de transmissão p do circuito OS. Na presença de feedback negativo, o coeficiente de instabilidade de ganho e=DKr/Kr = AK-1/K(1 + PK) diminui em (1+pK) vezes, conseguindo assim a estabilização do ganho independentemente dos motivos que causaram essas alterações. A impedância de entrada de um amplificador com realimentação depende do método de fornecimento da tensão de realimentação, do tipo de realimentação e de sua profundidade. Sequencial OOS em tensão e corrente aumenta a resistência de entrada, e o paralelo 1 (em tensão e corrente) a diminui.

A impedância de saída de um amplificador com realimentação depende do método de obtenção da tensão de realimentação, do seu tipo e profundidade. OOS serial e paralelo em tensão reduz, e OOS em série e paralelo em corrente aumenta a impedância de saída do amplificador. Com realimentação serial, a resistência final da fonte é sig. Nala reduz a profundidade do feedback, por isso é aconselhável usar feedback serial em amplificadores de tensão. Com realimentação paralela, a resistência da fonte de sinal tem o efeito oposto (à medida que diminui, a profundidade da realimentação também diminui), portanto a realimentação paralela é recomendada para uso em amplificadores de corrente. Em amplificadores com saída de corrente, a realimentação de tensão não é prática, pois reduz a impedância de saída.

Inverso negativo o acoplamento reduz o sinal harmônico resultante da distorção não linear em (1 + pK) vezes. Tem um efeito semelhante na tensão de interferência (fundo, captação). Na ausência de distorções de fase e distorções não lineares relativamente pequenas (Y<10-15 %) коэффициент нелинейных искаже-ний усилителя с ООС уменьшается в (1 + рK) раз. При высоком уровне нелинейных искажений ООС не способствует их уменьшению, а кроме того, может перейти в положительную за счет дополнительных фазовых сдвигов высших гармоник и тогда нелинейные. иска-жения возрастут. Для снижения нелинейных искажений ООС обычно вводят в выходные каскады с наибольшими диапазонами выход-ных напряжений. При малых фазовых сдвигах Ф сигнала и независимой от часто-ты цепи ООС в усилителе коэффициент частотных и фазовых иска-жений Мр=M(1+роKо)/(1 + РоК); ф3~ф(1 + |ЗK).

Segue-se que OOS reduz as distorções de frequência e fase em aproximadamente (1 + poKo) vezes, portanto a característica de frequência Kр=ф(f) (versus K) é nivelada, o que ajuda a expandir a largura de banda do amplificador Af2>Af1. Com OOS em termos de tensão, uma redução na distorção de frequência (expansão da largura de banda) é alcançada reduzindo Ko em frequências médias. Assim, considera-se a realimentação ativa, na qual o coeficiente P independe da frequência. Se o circuito de realimentação for feito com elementos reativos, é possível obter uma realimentação dependente da frequência, na qual a resposta de frequência do amplificador pode ser corrigida.

Diagrama de blocos do amplificador. De acordo com o projeto do circuito, os amplificadores podem ser de estágio único ou múltiplo. O número de estágios é determinado pelos requisitos dos amplificadores. O diagrama de blocos do amplificador consiste em dispositivos de entrada e saída, amplificadores preliminares e potentes, carga e fonte de alimentação. O dispositivo de entrada Vkh.U serve para transmitir um sinal da fonte IC para o circuito de entrada do primeiro elemento amplificador, garantindo a correspondência de resistências e níveis de sinal, balanceamento de circuitos, separação de circuitos do componente constante da fonte de sinal e o circuito de entrada do elemento amplificador. Um dispositivo de entrada na forma de um transformador balun converte o circuito de entrada assimétrico do amplificador em um simétrico, e na forma de um resistor com um capacitor de separação garante a separação do componente direto da corrente ou tensão no circuito de saída do fonte de sinal e no circuito de entrada do elemento amplificador. Um resistor com resistência ajustável regula o nível do sinal de entrada.

O pré-amplificador PU, simples ou multiestágio, fornece amplificação da tensão, corrente ou potência do sinal para o valor necessário para a operação normal do amplificador.

Um poderoso amplificador MU é projetado para fornecer a potência de sinal necessária à carga I, o que é realizado pela seleção apropriada dos elementos de amplificação do circuito e sua construção.

Dispositivo de saída Fora. U serve para transmitir o sinal amplificado do circuito de saída do último estágio para carregar N. O dispositivo de saída na forma de um transformador de saída (fornece carga ideal ao elemento amplificador do estágio de saída ou corresponde à impedância de saída do amplificador com a impedância de carga Ao operar um estágio de saída assimétrico, Ao transportar uma carga simétrica (por exemplo, uma linha alimentadora simétrica de dois fios), um transformador balun é incluído no circuito de saída do amplificador.