Moltiplicatore di onda quadra. Moltiplicazione della frequenza

10.09.2021

Parte 1. Unità VHF. Articolo 7. Blocchi di oscillatori principali.

Iniziamo la nostra considerazione dei blocchi trasmettitori radio con il blocco oscillatore principale, che è il "cuore" di questo dispositivo radio.
L'articolo 5, pubblicato in uno dei numeri precedenti di questa rivista, discute in modo sufficientemente dettagliato i principi di costruzione dei circuiti vari tipi generatori, ma l'accento fu posto sul fatto che questi generatori dovessero funzionare come oscillatori locali (appunto i primi oscillatori locali) dei ricevitori radio VHF. Nello stesso articolo vengono fornite anche alcune formule matematiche che permettono di eseguire un semplice calcolo degli elementi del circuito del generatore.

In questo stesso articolo fornirò solo le informazioni specifiche per gli oscillatori master che operano come parte di Trasmettitori VHF. L'argomento degli oscillatori principali è trattato in modo molto dettagliato nel libro di V. Polyakov L.1. Vi consiglio vivamente di leggerlo.
Dalla qualità del segnale emesso in onda, i corrispondenti solitamente giudicano l'abilità e le capacità del proprietario della stazione radio. Va ricordato che la qualità del segnale è in gran parte determinata dall'oscillatore principale del trasmettitore.

Il requisito principale per l'oscillatore principale è la stabilità ad alta frequenza.

La deriva di frequenza durante la comunicazione più lunga non deve superare i 50...200 Hz, solo che in questo caso il corrispondente non sarà costretto a regolare il ricevitore. L'instabilità relativa della frequenza con tale attenzione non dovrebbe essere peggiore da 5 x 10^-5 a 3 x 10^-6.

Se la prima figura è relativamente facile da ottenere, la seconda è possibile solo con un'attenta selezione del circuito, la progettazione di una comoda disposizione degli elementi e un'attenta fabbricazione del generatore.
Inoltre, dovresti considerare i compiti che svolgerà il trasmettitore che stai sviluppando. Se il trasmettitore è progettato solo per funzionare come microfono a modulazione di frequenza, i requisiti potrebbero non essere molto rigorosi. Un'altra questione è se il trasmettitore è destinato a funzionare tramite comunicazioni digitali in una rete, i requisiti devono essere i più severi.

Altro requisito non meno importante è che il segnale del generatore non venga modulato da disturbi, fondo, variazioni della tensione di alimentazione, ecc.

Vediamo come soddisfare questi requisiti. Qualsiasi generatore contiene un sistema oscillatorio e un elemento attivo che serve ad amplificare la potenza del segnale prelevato dal sistema oscillatorio. Segnale amplificato attraverso il circuito feedback reimmesso nel sistema oscillatorio, compensandone le perdite. Sono inversamente proporzionali al fattore di qualità del sistema oscillatorio. I risonatori al quarzo hanno il fattore di qualità più elevato; inoltre, i parametri del quarzo dipendono poco dalla temperatura. Pertanto, gli oscillatori al quarzo possono avere un'instabilità relativa di frequenza fino a 10^-7 (10 alla meno settima potenza).

In un generatore reale, le oscillazioni non si verificano alla frequenza naturale del circuito, ma a quella in cui il suo sfasamento è opposto e uguale allo sfasamento nell'elemento attivo e nei circuiti di comunicazione. In questo caso, quanto più ripida è la caratteristica di fase del circuito e, di conseguenza, quanto maggiore è il suo fattore di qualità, tanto minore è la deviazione di frequenza esistente.

Pertanto, è possibile ottenere un miglioramento significativo nella stabilità della frequenza utilizzando un circuito ad alto Q e un transistor ad alta frequenza collegato al circuito nel modo più debole possibile.

C'è ancora l'instabilità intrinseca della frequenza di risonanza del circuito. È causato da variazioni di temperatura e movimenti meccanici degli elementi del circuito l'uno rispetto all'altro. La variazione di induttanza e capacità quando riscaldato di 1 °C è caratterizzata da coefficienti di temperatura sia di induttanza che di capacità (MCI e MKE). In un generatore adeguatamente progettato, le variazioni di temperatura nell'induttanza e nella capacità dovrebbero essere uguali e opposte in segno: questo è il principio della compensazione della temperatura.

Il TCI di tutte le bobine è, di regola, positivo, il che si spiega con l'aumento delle loro dimensioni geometriche quando riscaldate. Il TCI più basso è per le bobine con telaio ceramico realizzate bruciando in spire conduttive. Il TCI piccolo si applica anche alle bobine avvolte su telai in ceramica con elevata tensione del filo. I condensatori ceramici con colori rosso (-700 x 10^-6) e blu (-50 x 10^-6) hanno TKE negativo.

Tipicamente, il circuito include un condensatore principale con un piccolo TKE (grigio o blu) e un condensatore di compensazione della temperatura di capacità inferiore con un grande TKE negativo (rosso). Selezionando il rapporto delle loro capacità, otteniamo approssimativamente la costanza della frequenza di risonanza del circuito quando riscaldato. Si consiglia di posizionare il circuito oscillante del generatore in una scatola metallica chiusa. In casi particolarmente importanti, il circuito o addirittura l'intero oscillatore principale viene posto in un termostato.

Per eccitare le oscillazioni nel circuito, devono essere soddisfatte due condizioni: equilibrio di ampiezza e equilibrio di fase.
La condizione di equilibrio di ampiezza richiede che l'energia fornita al circuito dall'elemento attivo sia esattamente uguale alle perdite di energia nel circuito stesso e nei circuiti di comunicazione con gli altri elementi del generatore.

Con un feedback più debole, le oscillazioni si estinguono e la generazione si interrompe, mentre con un feedback più forte, l'ampiezza delle oscillazioni aumenta e l'elemento attivo (solitamente un transistor) entra in saturazione o viene chiuso dalla tensione generata dal circuito di stabilizzazione dell'ampiezza. In entrambi i casi, il guadagno viene ridotto, ripristinando il bilanciamento dell'ampiezza.

È vantaggioso rendere debole il collegamento del circuito con i restanti elementi del circuito generatore, in modo che eventuali instabilità di questi elementi abbiano un impatto minore sulla frequenza di oscillazione. Le perdite introdotte nel circuito dai circuiti di comunicazione sono piccole e il suo fattore di qualità caricato è il più alto possibile.
L'installazione del generatore è un'operazione estremamente critica e deve essere eseguita con un cavo unipolare rigido, i conduttori di collegamento devono essere i più corti possibile.

Moltiplicatori di frequenza
Per il funzionamento delle stazioni radioamatoriali nelle sezioni ad alta frequenza delle bande VHF e microonde, gli oscillatori locali di ricevitori e trasmettitori diventano multistadio. L'oscillatore principale, che è il primo stadio dell'oscillatore locale, funziona solitamente a una frequenza piuttosto bassa. Questo viene fatto per vari motivi.

SU basse frequenzeè più facile scegliere ciò di cui hai bisogno risuonatore al quarzo oppure creare condizioni più favorevoli per la stabilizzazione della frequenza nei generatori con stabilizzazione parametrica.

Alle basse frequenze è più facile organizzare il controllo della frequenza del generatore.

I radioamatori non hanno risonatori al quarzo ad alta frequenza.

Un oscillatore locale multistadio è costituito da un generatore e successivi diversi stadi di moltiplicazione della frequenza al valore operativo richiesto. Quindi, ad esempio, se dobbiamo sviluppare un convertitore per ricevere segnali nella gamma 145 MHz per un ricevitore radio HF con una banda amatoriale di 21 MHz, dobbiamo creare un oscillatore locale con una frequenza operativa di 123 MHz.

Questa frequenza operativa può essere ottenuta in diversi modi, utilizzando un'ampia varietà di risuonatori al quarzo. Un'opzione potrebbe essere quella di utilizzare la RF ad una frequenza di 13,66 MHz. In questo caso, il generatore stesso deve generare una frequenza di 13,66 MHz, e i due stadi successivi devono moltiplicare questa frequenza per 9 volte, cioè ciascuno degli stadi deve moltiplicare la frequenza per 3 o, come si suol dire, ciascuno di questi stadi deve funzionare in modalità triplicatore di frequenza. Di norma, moltiplicando le fasi in numero maggiore volte nella pratica amatoriale vengono usati raramente.

Circuiti di semplici moltiplicatori di frequenza
In effetti, il moltiplicatore di frequenza non è una sorta di stadio speciale e insolito, ma è un normale stadio amplificatore ad alta frequenza. Nella fig. La Figura 7.1 mostra due circuiti di semplici moltiplicatori di frequenza.

Schema in Fig. 7.1 “a” è una cascata UHF convenzionale. I resistori R1, R2 e R3 impostano la modalità operativa del transistor VT1. Il circuito L1C3 deve essere sintonizzato sulla frequenza dell'armonica desiderata delle oscillazioni elettromagnetiche che arrivano a questa fase attraverso C1 dalla fase precedente. Il segnale della frequenza richiesta selezionata nel circuito L1C3 viene fornito allo stadio successivo attraverso il condensatore C5. Il resistore R4 e il condensatore C2 impediscono all'energia RF di entrare nel circuito di alimentazione (sono elementi di blocco).

Schema in Fig. 7.1 “b” presenta già differenze significative rispetto al diagramma precedente. La differenza principale è che il transistor VT1 in questo circuito funziona in modalità interruttore, ad es. la corrente scorre attraverso il transistor solo durante il passaggio di un impulso di oscillazione di semiciclo positivo attraverso la base del transistor, che entra attraverso C1. Il circuito L1C3 è un carico parallelo sintonizzato sulla frequenza dell'armonica desiderata. Il segnale della frequenza richiesta selezionata in questo circuito viene fornito allo stadio successivo tramite C4.

Circuiti duplicatori push-pull
L'esigenza di contenere un rumore minimo nel segnale dell'oscillatore locale, che dipende dalla presenza di un gran numero di armoniche nel segnale, impone il compito di ridurre il numero di queste armoniche.

Il compito può essere svolto utilizzando speciali moltiplicatori a due transistor, in cui questi due transistor sono collegati in un circuito push-pull. Nella fig. 7.2. dato schema elettrico duplicatore di frequenza push-pull.

Transistor nello schema Fig. 7.2 vengono accesi secondo il cosiddetto circuito push-pull. Il fatto è che i segnali antifase vengono ricevuti alla base di questi transistor e il transistor VT1 funziona durante un semiciclo del segnale in arrivo e il transistor VT2 funziona durante il secondo semiciclo. Poiché questi due transistor funzionano su un carico comune, in questo carico durante un periodo della frequenza del segnale che entra nella cascata compaiono due periodi di una nuova doppia frequenza.

Se il segnale che arriva a tale stadio è sufficientemente forte, esattamente allo stesso modo la quarta armonica del segnale che arriva all'ingresso può essere isolata all'uscita.
Come avrete già notato, uno stadio duplicatore push-pull produce solo armoniche di numero pari nel suo carico. Tutte le armoniche dispari vengono soppresse e non sono più presenti nel segnale successivo.

Il segnale da raddoppiare è isolato nel circuito L1C. La bobina L2, composta da due fili separati, è avvolta sopra la bobina L1. La bobina L2 è realizzata come segue. È necessario misurare e tagliare due pezzi identici di filo sottile isolato, la cui lunghezza dovrebbe essere sufficiente per avvolgere 3...5 spire sulla bobina L1, di cui sarà composta la bobina L2. Quindi le due estremità di entrambi i fili vengono fissate e i due fili vengono attorcigliati in un unico fascio.

Dopo aver avvolto la bobina L2 con il fascio risultante e averne assicurato le spire, l'inizio di uno dei fili viene collegato all'estremità dell'altro filo. In questo modo si forma il punto centrale della bobina L2, che è collegata al corpo (messa a terra). La restante estremità del primo filo e l'inizio del secondo filo sono collegati, tramite i condensatori C1 e C2, alle basi dei transistor VT1 e VT2.

In questo modo viene organizzata l'alimentazione in controfase dei segnali alle basi VT1 e VT2.

Nella fig. La Figura 7.3 mostra un diagramma schematico della seconda versione di un duplicatore di frequenza push-pull.

Il circuito di questa opzione è leggermente più semplice e contiene meno parti, ma funziona altrettanto efficacemente. Come avete già notato, in questa versione il carico dello stadio di raddoppio, il cui ruolo è svolto dal circuito L3C3, è collegato in serie. In questo caso, è sempre necessario ricordare che le capacità di uscita dei transistor si sommano e che la presa per il collegamento della bobina deve essere posizionata più vicino all'estremità RF della bobina.
La corrente attraverso i transistor e con essa l'amplificazione del segnale raddoppiato viene regolata selezionando il valore della resistenza R1. La capacità C1 viene solitamente presa nell'intervallo 120...200 pF.

Moltiplicatori armonici dispari
Se il circuito moltiplicatore di frequenza push-pull viene leggermente trasformato, fungerà da moltiplicatore per le armoniche dispari e sopprimerà le armoniche pari. Nella fig. La Figura 7.4 mostra lo schema di un triplicatore di frequenza push-pull.

La differenza principale nel circuito di questo moltiplicatore è che nei circuiti del collettore l'uno e l'altro transistor (VT1 e VT2) si trovano lungo lo stesso circuito (L3 e L4), sintonizzati sull'armonica desiderata. Ciascuno di questi circuiti è regolato dal proprio condensatore di trimming (SZ e C4). Nel punto di alimentazione deve essere presente un condensatore di blocco C5. Altrimenti, questo è un normale moltiplicatore push-pull.

Nella fig. La Figura 7.5 mostra un diagramma di un altro triplicatore push-pull.

In questo circuito, nel circuito dell'uno e dell'altro transistor c'è un circuito L3C3. L'alimentazione viene fornita alla presa dal punto medio della bobina L3 attraverso l'induttanza RF Dr1.

Moltiplicatore di frequenza con PLL
Il circuito ad aggancio di fase (PLL) è un componente molto importante e utile, prodotto come circuito integrato separato da molti produttori.
Il PLL contiene un rilevatore di fase, un amplificatore e un oscillatore controllato in tensione (VCO) ed è una combinazione di tecnologia analogica e digitale in un unico pacchetto. Il PLL viene utilizzato per la decodifica dei toni, la demodulazione dei segnali AM e FM, la moltiplicazione della frequenza, sintesi di frequenza e in molti altri casi.

Da molto tempo ormai il PLL non è più appannaggio dei professionisti. Con l'avvento dei chip PLL sul mercato, i radioamatori iniziano sempre più a utilizzare questi dispositivi nei loro progetti.

L'uso pratico dei PLL sta diventando una moda tra i radioamatori - progettisti, che stanno cercando di integrare un PLL in qualsiasi prodotto di ingegneria radiofonica, sebbene in alcuni casi il risultato sia un deterioramento delle prestazioni. Il punto è che il PLL è rumoroso. Alcuni chip PLL sono meno rumorosi, altri lo sono di più, ma sono comunque rumorosi perché la capacità di creare rumore è incorporata nelle fondamenta stesse del PLL.

Proviamo a comprendere le basi del funzionamento del PLL. Nella fig. La Figura 7.6 mostra un classico diagramma a blocchi PLL.

I componenti principali del PLL sono: rilevatore di fase, filtro passa basso, amplificatore di segnale e VCO (oscillatore controllato in tensione). Quando questi componenti lavorano insieme, creano quello che viene chiamato un “loop di controllo PLL”.

Rilevatore di fase- un dispositivo che confronta due frequenze in ingresso (una delle quali è di riferimento) e genera un segnale in uscita proporzionale alla loro differenza di fase (se, ad esempio, le frequenze differiscono, allora in uscita apparirà un segnale periodico alla frequenza differenza) . Se fx non uguale fgun, allora appare un segnale all'uscita del rilevatore di fase.

Questo segnale va al filtro passa basso e poi all'amplificatore. Filtrato e segnale amplificato l'errore di fase influenzerà la frequenza del VCO, modificandola nella direzione dell'aletta. In condizioni normali, il VCO “blocca” rapidamente la frequenza dell'aletta, mantenendo uno sfasamento costante rispetto al segnale di ingresso.
Se il PLL viene utilizzato come moltiplicatore di frequenza, tra l'uscita del VCO e il rilevatore di fase viene collegato un divisore di frequenza per il valore n, garantendo così la moltiplicazione della frequenza di riferimento di ingresso fin per il valore n.

Il rilevatore di fase più semplice è un rilevatore digitale, che è un elemento OR ESCLUSIVO, la cui rappresentazione schematica è mostrata in Fig. 7,7"b". Nella fig. La Figura 7.7 “a” mostra schematicamente come viene generato il segnale all'uscita PD. Nella fig. La Figura 7.7 “c” mostra la dipendenza della tensione di uscita dalla differenza di fase quando si utilizza un filtro passa-basso e un'onda di ingresso ad onda quadra con un ciclo di lavoro del 50%.

Un rilevatore di fase XOR genera sempre un'oscillazione in uscita, che deve poi essere filtrata da un filtro del loop di controllo. Pertanto, questo tipo di rilevatore di fase PLL contiene un filtro ad anello che funge da filtro passa-basso per uniformare il segnale di uscita logica. In un tale circuito c'è sempre qualche pulsazione residua e, quindi, cambiamenti periodici di fase. Nei circuiti in cui viene utilizzato un PLL per moltiplicare o sintetizzare le frequenze, al segnale di uscita vengono aggiunte anche le "bande laterali di modulazione di fase". I cambiamenti di fase e la modulazione di fase causano un fenomeno che chiamiamo rumore dell'oscillatore.

Filtro passa bassoè costituito, di regola, da elementi R e C. A seconda del numero di elementi e delle funzioni svolte, i filtri possono essere del primo o del secondo ordine. Spesso usato vari schemi filtri passa-basso attivi sui transistor o amplificatori operazionali. Una proprietà positiva di tali filtri è che i filtri attivi non introducono quasi nessuna attenuazione del segnale.

Amplificatore
Come amplificatore, puoi utilizzare un amplificatore operazionale come K140UD7 o un altro. O transistor amplificatori differenziali di varia complessità.

Generatore controllato in tensioneè una componente importante del PLL. La sua frequenza può essere controllata utilizzando l'uscita di un rilevatore di fase. Alcuni circuiti integrati PLL contengono un VCO (ad esempio, 564GG1). In linea di principio, come VCO è adatto qualsiasi generatore la cui frequenza può essere controllata da un varicap. La dipendenza della frequenza del VCO dalla tensione di controllo utilizzata nel PLL potrebbe non essere molto lineare, ma in caso di ampia non linearità, il guadagno nel circuito di controllo cambierà in base alla frequenza del segnale e sarà necessario un margine di stabilità maggiore. essere fornito.

Funzionalità di progettazione PLL
Il rilevatore di fase produce un segnale di errore corrispondente alla mancata corrispondenza di fase tra i segnali di ingresso e di riferimento. La frequenza del VCO può essere controllata applicando una tensione adeguata al suo ingresso. Sembrerebbe che qui si possa fare lo stesso di qualsiasi altro amplificatore con feedback, introducendo un circuito di controllo con un certo coefficiente di trasmissione. Tuttavia, c’è una differenza significativa. In un amplificatore retroazionato, la grandezza controllata dalla retroazione è uguale, o almeno proporzionale, alla grandezza misurata per generare il segnale di errore.

I sistemi PLL eseguono l'integrazione. Misuriamo la fase e regoliamo la frequenza, ma la fase è un integrale della frequenza. Per questo motivo nel circuito di regolazione si verifica uno sfasamento di 90°.

Un tale integratore incluso nel circuito di retroazione influisce in modo significativo sul funzionamento del circuito: un ulteriore ritardo di fase di 90° alle frequenze in cui il guadagno è uguale all'unità provoca l'autoeccitazione. Una soluzione semplice è quella di non includere nel circuito componenti che introducono un ulteriore ritardo di fase, almeno a quelle frequenze in cui il guadagno è vicino all'unità. Questo è uno degli approcci e porta a ciò che viene chiamato "circuito del primo ordine".

Il diagramma a blocchi del loop del primo ordine in questo caso appare esattamente uguale al diagramma a blocchi PLL mostrato in precedenza (Figura 7.6), ma senza il filtro passa-basso.
Sebbene i circuiti del primo ordine siano molto convenienti in molte situazioni, non hanno le necessarie proprietà di immagazzinamento dell'energia che consentono a un oscillatore controllato in tensione di attenuare il rumore e le fluttuazioni nel segnale di ingresso. Inoltre, l'anello del primo ordine non mantiene costante la relazione di fase tra il segnale di riferimento e il segnale VCO, poiché l'uscita del rilevatore di fase pilota direttamente il VCO.

Nel “loop di secondo ordine” viene introdotto un ulteriore filtraggio a bassa frequenza per prevenire l’instabilità. Tale circuito ha la proprietà di un dispositivo di accumulo di energia (“volano”) e, inoltre, riduce il “raggio di acquisizione” e aumenta il tempo di acquisizione.

Quasi tutti i sistemi utilizzano anelli del secondo ordine, poiché nella maggior parte delle applicazioni il sistema PLL deve fornire basse fluttuazioni nella base del segnale di uscita e avere anche alcune proprietà di memoria o "volano". I circuiti del secondo ordine possono avere un guadagno elevato alle basse frequenze, il che fornisce una maggiore stabilità (simile ai vantaggi dell'alto guadagno negli amplificatori con feedback).

Sviluppo di un moltiplicatore di frequenza con PLL
La modellazione di una frequenza che è un multiplo di una frequenza di ingresso fissa è una delle applicazioni più comuni di un PLL. Nei sintetizzatori di frequenza la frequenza del segnale di uscita si ottiene moltiplicando la frequenza stabilizzata da un risuonatore al quarzo per il numero n; il numero n può essere specificato digitalmente, cioè Puoi ottenere una sorgente di segnale flessibile che può anche essere controllata utilizzando un computer o un semplice controller.

IN in questo esempio Proviamo ad utilizzare un PLL per ottenere una frequenza abbastanza alta della gamma UHF, stabilizzata da un risonatore al quarzo a bassa frequenza. Quindi, abbiamo un risonatore al quarzo con una frequenza di 6,8 MHz, un microcircuito KR193IE6 (divisore per 64, funziona a frequenze fino a 1000 MHz), nonché un microcircuito KR1564LP5, che utilizzeremo come rilevatore di fase.

Cominciamo con un circuito PLL standard, in cui un controdivisore di n è collegato tra l'uscita del VCO e il rilevatore di fase (Fig. 7.8).

In questo diagramma per ciascun blocco funzionale è indicato il coefficiente di trasferimento. Quando si calcola il circuito PLL, questi coefficienti vengono utilizzati per eseguire calcoli di stabilità. Esistono formule speciali per il calcolo di ciascuno dei coefficienti di trasmissione. Il guadagno complessivo dell'anello PLL sarà pari al prodotto dei guadagni di tutti i blocchi funzionali dell'anello.

Sulla base dei risultati del calcolo del valore del coefficiente generale, viene giudicato il funzionamento stabile di un determinato schema elettrico. Le maggiori difficoltà in questi calcoli derivano dal calcolo degli elementi filtranti passa-basso. La maggior parte dei radioamatori che non hanno la possibilità di calcolare la stabilità devono selezionare i componenti del filtro finché il circuito non funziona. Proviamo a considerare lo scopo degli elementi filtranti. Nella fig. La Figura 7.9 mostra uno dei possibili schemi di filtro passa-basso.

Il prodotto R1xC0 determina il tempo di livellamento del contorno e R0/R1 - lo smorzamento, cioè nessun sovraccarico nel salto di frequenza. La selezione dei valori può iniziare con R0 = 0,2 R1. Nella fig. 7.9 "b" mostra uno schema con un condensatore aggiuntivo C1. Uno di possibili opzioni questo filtro può avere i seguenti dati: R1 = 10k, R0 = 10k, C0 = 1000 e C1 = 0,033 μm.

Consideriamo lo schema elettrico di un moltiplicatore di frequenza con PLL, che contiene un risonatore al quarzo con una frequenza di 6,8 MHz, un microcircuito KR193IE6 (divisore per 64, funziona a frequenze fino a 1000 MHz), nonché un microcircuito KR1564LP5, che useremo come rilevatore di fase. Nella fig. La Figura 7.10 mostra uno dei possibili schemi circuitali di un moltiplicatore di frequenza per 64 utilizzando un PLL, che coinvolge i componenti sopra elencati.

Questo circuito non è provato ed è da me presentato esclusivamente allo scopo di illustrare una possibile versione di un moltiplicatore utilizzando un PLL.
Il rilevatore di fase è realizzato su MS DD1 74NS86 (564LP5). L'elemento di questo microcircuito DD1.1 viene utilizzato per realizzare un generatore con un risonatore al quarzo Z1. L'elemento DD1.3, che funziona in modalità ripetitore, riceve un segnale dal divisore di frequenza MS VCO.

Il segnale differenza viene rilevato sull'elemento DD1. 2 ed è alimentato ad un filtro passa-basso attivo realizzato sui transistor VT1 e VT2. R10 e C6 sono elementi filtranti passa-basso aggiuntivi. Il segnale differenziale viene fornito al varicap VD1 tramite R10. Il VCO è realizzato sul transistor VT3 e sul VT4 viene assemblato un buffer: un amplificatore di frequenza VCO. Da VT4, il segnale viene alimentato attraverso C14 all'uscita e attraverso il filtro passa-alto C13Dr1S15 al divisore di frequenza VCO, realizzato su DD2. Dall'uscita del divisore di frequenza, il segnale viene alimentato al rilevatore di fase attraverso il condensatore C16.

Informazioni sul processo di acquisizione. Per eseguire il processo di “cattura” della frequenza, una condizione necessaria è una tensione sufficiente del segnale di errore dopo il filtro passa-basso. Dovresti sempre ricordare che il filtro passa-basso sugli elementi LC introduce una grande attenuazione del segnale. Il circuito del primo ordine si sincronizzerà sempre perché non c'è attenuazione del segnale di errore a bassa frequenza. La temporizzazione del loop del secondo ordine dipende dal tipo di rilevatore di fase e dalla larghezza di banda del filtro passa-basso. Inoltre il rilevatore di fase XOR ha un campo di acquisizione limitato in funzione della costante di tempo del filtro.

Il processo di aggancio funziona nel modo seguente: quando il segnale di errore di fase avvicina la frequenza del VCO alla frequenza di riferimento, le sue variazioni diventano più lente e viceversa. Il segnale di disadattamento è quindi asimmetrico e cambia più lentamente in quella parte del ciclo durante la quale fgun si avvicina a fop. Di conseguenza, appare una componente media diversa da zero, vale a dire componente costante, che porta il PLL in sincronismo. Se analizzi graficamente la tensione di controllo del VCO durante il processo di acquisizione, puoi ottenere qualcosa di simile al segnale mostrato in Fig. 7.11.

Ogni processo di acquisizione è diverso e ha un aspetto diverso ogni volta.

Informazioni sulla striscia di acquisizione e tracciamento. Quando si utilizza un rilevatore di fase XOR, la larghezza di banda di acquisizione è limitata dalla costante di tempo del filtro passa-basso. Ciò ha un certo senso, poiché se la differenza di frequenza è grande, il segnale di errore verrà attenuato dal filtro così tanto che il loop non sarà mai in grado di catturarlo. Ovviamente, aumentando la costante di tempo del filtro si riduce la larghezza di banda di cattura, poiché ciò porta ad un guadagno di anello ridotto.

Moltiplicatore di frequenza su MS12179
MOTOROLA produce in serie il chip PLL di tipo MC12179, che contiene già i seguenti componenti necessari per creare un circuito PLL a tutti gli effetti, vale a dire:

Tutti gli elementi necessari per organizzare il funzionamento di un generatore esterno con stabilizzazione di frequenza al quarzo;

Rilevatore di fase;

Divisore di frequenza per 256, che permette di utilizzare questo MS come moltiplicatore di frequenza fino a frequenze di 2500 MHz;

C'è un ingresso per la frequenza del VCO e un'uscita del segnale di errore per il filtro passa-basso.

Si prega di notare che nel microcircuito non è incluso un filtro passa-basso, in ogni singolo caso dovrebbe essere progettato in conformità con i requisiti individuali del moltiplicatore.

Nella fig. La Figura 7.12 mostra uno schema schematico del circuito PLL con il microcircuito MC12179. Il quarzo Z1 può essere selezionato nell'intervallo da 5 a 11 MHz, mentre l'uscita del moltiplicatore può ottenere frequenze nell'intervallo da 2400 a 2800 MHz. Gli schemi dei possibili filtri passa-basso sono mostrati in Fig. 7.13.

Come mi ha detto in una delle sue lettere Alexander Pozharsky (RK3DTI), al quale sono estremamente grato per una serie di preziose informazioni, il moltiplicatore di frequenza con PLL sull'MC12179 crea rumore molte volte inferiore al moltiplicatore secondo lo schema descritto sopra con un divisore di frequenza separato.

Sintetizzatore di frequenza su LM7001
Nella rivista "Radio" n. 4 del 2003 è stato pubblicato un articolo di Alexey Temerev (UR5VUL) "Sintetizzatore di frequenza VHF". Il circuito sintetizzatore di frequenza descritto in questo articolo per la gamma 145 MHz è realizzato sul chip LM7001J, utilizzato da varie aziende nelle radio domestiche.

Il sintetizzatore è progettato per funzionare con dispositivi ricetrasmettitori FM con una frequenza intermedia di 10,7 MHz. Fornisce la formazione del segnale con una frequenza di 133,3...135,3 MHz in modalità di ricezione e 144...146 MHz in modalità di trasmissione con un passo della griglia di frequenza di 25 kHz. Fornisce inoltre la possibilità di eseguire la scansione in modalità di ricezione sull'intero intervallo di frequenze operative.

Il sintetizzatore dispone di una memoria non volatile per tre frequenze utente. Dispone inoltre di 9 canali ripetitori cablati (R0...R8). In modalità di trasmissione, il sintetizzatore esegue la modulazione di frequenza del segnale RF. Il sintetizzatore è alimentato con una tensione di 8...15 V. Il consumo di corrente non è superiore a 50 mA. Il livello del segnale RF in uscita con un carico di 50 Ohm è di almeno 0,1 V. Questo design molto interessante dovrebbe interessare molti radioamatori.

I microcircuiti LM7001J e LM7001JM sono progettati per costruire sintetizzatori di frequenza con un sistema PLL utilizzato nei ricevitori radio domestici. Entrambi i microcircuiti sono identici nel circuito e nei parametri e differiscono solo nel design dell'alloggiamento: l'LM7001J ha un alloggiamento DIP16 per il montaggio convenzionale e l'LM7001JM ha un alloggiamento MFP20 per il montaggio superficiale (entrambi i microcircuiti sono in plastica). Lo scopo dei pin del microcircuito è presentato nella tabella. 7.1.

Pin Xout e Xin: uscita e ingresso dell'amplificatore del segnale di frequenza di riferimento; A questi pin è collegato un risonatore al quarzo. Il pin CE è l'ingresso del segnale di autorizzazione alla registrazione. CL: scrive l'ingresso dell'orologio. Dati: input di informazioni. SC - Syncro Control - controlla l'uscita in frequenza 400 kHz. BSout1 -BSout3 - commutazione di banda - uscite di controllo per dispositivi esterni (l'uscita BSout1, inoltre, è un'uscita del segnale di frequenza a 8 Hz); Con l'aiuto di questi segnali vengono commutati i campi Amin e Fmin: gli ingressi del divisore di frequenza programmabile, in altre parole, gli ingressi dei segnali AM e FM. Pd1 e Pd2 sono le uscite del rilevatore di fase-frequenza rispettivamente nelle modalità FM e AM.

Lo schema funzionale del dispositivo è mostrato in Fig. 7.14.

La sequenza di bit di controllo che arriva al ricevitore registro a scorrimento, determina il valore del passo della griglia di frequenza del sintetizzatore, il coefficiente di divisione del divisore di frequenza programmabile, la sua modalità operativa e lo stato delle uscite BSout1...BSout3.

Il microcircuito può funzionare con sette valori di passo della griglia di frequenza standard: 1, 5, 9, 10, 25, 50 o 100 kHz (con una frequenza dell'oscillatore di riferimento di 7200 kHz). La sequenza dei bit di controllo viene introdotta in sequenza, iniziando dal bit meno significativo del coefficiente di divisione di frequenza del divisore programmabile, che può funzionare in due modalità: AM e FM.

Dispositivi per il controllo della frequenza del generatore
Circuito di sintonizzazione elettronica
La sintonizzazione della frequenza dell'oscillatore principale con stabilizzazione parametrica della frequenza viene solitamente eseguita utilizzando un condensatore variabile con un dielettrico in aria. A volte la sintonizzazione della frequenza viene utilizzata modificando l'induttanza della bobina del circuito. È molto conveniente regolare elettronicamente la frequenza degli oscillatori principali, utilizzando un varicap o, meglio ancora, una matrice varicap. Uno degli schemi di accordatura elettronica più comuni è mostrato in Fig. 7.15.

Come matrice vengono qui utilizzati due varicap separati collegati uno di fronte all'altro. Di conseguenza il circuito di due varicap collegati in questo modo equivale al circuito di una matrice varicap. Grazie alla controconnessione dei varicap per corrente alternata, si riduce la dipendenza della frequenza dall'ampiezza della tensione ad alta frequenza.

Se viene utilizzata una matrice varicap, i parametri del circuito sono facili da calcolare. Ad esempio, nella matrice KVS111B la capacità cambia da 20 a 40 pF quando la polarizzazione cambia da +9 a +2 V. La variazione di capacità è 20 pF. Se la sovrapposizione di frequenza dovesse essere, diciamo, del 6%, allora la variazione di capacità richiesta sarebbe del 12% (il doppio poiché l'induttanza del circuito non cambia). Da qui ricaviamo la capacità totale del circuito C = 20 pF/0,12 = 167 pF. L'induttanza del circuito si calcola utilizzando la nota formula di Thomson: L = 1/ (2nf)^2C.

Per non compromettere la stabilità della frequenza, la tensione di polarizzazione dei varicap deve essere molto ben stabilizzata e filtrata. È molto importante.
Per una piccola ristrutturazione del circuito, invece dei varicap, è possibile utilizzare i normali diodi al silicio. Ma in questo caso i diodi devono essere selezionati in base alla sovrapposizione di frequenza richiesta. Il fatto è che non tutti i diodi dello stesso tipo hanno la propria capacità che cambia della stessa quantità quando cambia la tensione di blocco.

Nella fig. La Figura 7.16 mostra un circuito elettronico di spostamento della frequenza, che viene utilizzato molto spesso quando si passa dalla ricezione alla trasmissione. Ad esempio, durante la ricezione, il generatore dovrebbe produrre una frequenza di 133,3 MHz e durante la trasmissione - 144 MHz.

Il varicap in questo caso è collegato tramite un piccolo condensatore, poiché lo spostamento di frequenza richiesto è piccolo. Nella posizione superiore dell'interruttore S1 (cambio) viene alimentato il varicap tensione fissa si discosta dal divisore R3R4. Quando si passa alla ricezione (posizione inferiore), l'offset cambia resistore variabile R5, spostando la frequenza. I limiti di sintonia possono essere selezionati modificando la capacità del condensatore C5 o il rapporto di resistenza del divisore R2...R6.

Nella fig. La Figura 7.17, come illustrazione del tema della sintonizzazione elettronica della frequenza, mostra un circuito generatore funzionante con una delle possibili opzioni per la sintonizzazione elettronica della frequenza.

La sintonizzazione elettronica della frequenza viene eseguita dal resistore variabile R4. Come varicap vengono utilizzati i diodi VD2 e VD3 del tipo D220. Al posto di questi diodi possono essere utilizzati anche molti altri tipi di diodi.

Modulatori per microfoni (dinamici e carbonio)
Il modulatore serve a modificare i segnali ad alta frequenza generati dal generatore sotto l'influenza di segnali con una frequenza più bassa. Di conseguenza, l'uscita del generatore produce, in questo caso, oscillazioni elettromagnetiche modulate in frequenza.

Nella fig. La Figura 7.18 mostra il diagramma di modulazione di frequenza dell'oscillatore principale. Come modulatore viene utilizzato un semplice ULF preliminare con un microfono dinamico in ingresso e un varicap in uscita.

I transistor VT1 e VT2 vengono utilizzati per creare un ULF a due stadi con il microfono M1 all'ingresso. Dall'uscita ULF, il segnale amplificato viene alimentato al varicap VD1, la cui capacità cambia sotto l'influenza del segnale sonoro fornito ad esso, a seguito del quale cambia il componente capacitivo del circuito L1C6. La frequenza di sintonizzazione del circuito cambia con la frequenza audio. Il generatore è realizzato secondo un circuito a tre punti utilizzando il transistor VT3.

Nella fig. La Figura 7.19 mostra un circuito modulatore che utilizza un microfono a carbone. Questo modulatore di frequenza è progettato per funzionare con l'oscillatore principale di un trasmettitore FM VHF. Il resistore R1 seleziona la quantità di corrente attraverso il microfono e il resistore variabile R4 imposta il valore di offset, garantendo un segnale di alta qualità. Il condensatore variabile SZ e il resistore R4 impostano la modalità di modulazione di frequenza ottimale.

Modulatore per la comunicazione digitale
Alcuni tipi di comunicazioni radio digitali utilizzano segnali LF per ottenere le informazioni necessarie. Per questo viene utilizzato un dispositivo speciale chiamato "modem". La parola "modem" è una parola complessa nella sua composizione ed è composta da due componenti: le parole "modulatore" e "demodulatore".

Il modulatore svolge la funzione di modulare la frequenza dell'oscillatore principale con un segnale digitale e il demodulatore agisce come una sorta di rilevatore di segnali digitali ricevuti dall'aria. Il demodulatore è stato discusso nel capitolo 2.
In questa sezione parlerò del design del modulatore, che viene utilizzato nella progettazione del modem universale MODEM22, progettato per i tipi digitali di comunicazioni radio, che ho sviluppato.
Una descrizione del design e dei circuiti del modem MODEM22 può essere trovata nel mio libro "Computer at an Amateur Radio Station" o su Internet all'indirizzo http://r3xb.by.ru/.

Numerosi test del modem MODEM22 e dei suoi analoghi hanno dimostrato che questo modem è di gran lunga il MIGLIORE tra gli altri sviluppi amatoriali; supera i modem amatoriali a me noti, realizzati utilizzando rilevatori sui microcircuiti 564GG1 e 155AG1, in termini di qualità di ricezione del segnale e facilità di configurazione più volte.

Per comprendere il ruolo del modulatore nel funzionamento di una stazione radio di comunicazioni digitali, è necessario sapere che quando si utilizzano le comunicazioni digitali, la stazione radio deve necessariamente includere un computer. È il computer che invia al trasmettitore segnali digitali Sono sotto forma di trasmissioni correnti e non correnti molto brevi. Nei burst di corrente il segnale è caratterizzato dalla durata del burst e dal valore della tensione. In un burst senza corrente, solo la durata di questo burst è presente a tensione zero.

Affinché questi segnali del computer possano influenzare l'oscillatore principale del trasmettitore, è necessario un modulatore.

Nella fig. La Figura 7.20 mostra uno schema a blocchi del modem; tutti i dettagli dei vari componenti del modem sono predisposti per il suo funzionamento con una frequenza media di circa 2000 Hz. Il modem funziona a frequenze audio e combina due componenti principali: una parte trasmittente (modulatore) e una parte ricevente (demodulatore).

Il modulatore, a sua volta, comprende un dispositivo per accendere e spegnere il trasmettitore e il modulatore stesso - un dispositivo per fornire invii dal generatore di toni (U1) al varicap dell'oscillatore principale di un trasmettitore radio modulato in frequenza (o al ingresso microfono del trasmettitore SSB).

Il demodulatore include un filtro passa banda dell'amplificatore operazionale (U2), uno speciale rilevatore di frequenza (U3) e un nodo di uscita (U4). Si prevede di produrre ciascuno dei nodi modem su una scheda separata, che consentirà in futuro di sostituire indolore i nodi non riusciti.

Il modem deve essere collegato al computer tramite una porta COM standard con interfaccia RS-232-C. La lunghezza limite ufficiale per il collegamento di un cavo schermato secondo lo standard RS-232-C è di 15,2 m. In pratica questa distanza dovrebbe essere la più breve possibile. I livelli di tensione sulle linee di collegamento per lo zero logico devono essere considerati -12.. .-3 V , per un'unità logica +3...+12 V. Ad un valore non definito corrisponde l'intervallo da -3 a +3 V. Ogni porta COM ha il proprio connettore, che può essere a 25 pin (DB25) o 9 pin (DB9).

Lo schema a blocchi a sinistra mostra i numeri di pin del connettore della porta COM per le opzioni applicative DB25 e DB9; a destra sono indicate le prese del ricetrasmettitore (transceiver) a cui viene fornito o ricevuto il segnale.

Dal pin 4 (7) del connettore della porta COM (di seguito, il primo numero si riferisce ad un connettore con 25 contatti, e il numero tra parentesi si riferisce ad un connettore con 9 contatti) viene prelevato un segnale per controllare la commutazione della ricezione del trasmettitore /trasmettere. Lo scopo di questo contatto nel sistema RS-232-C è una richiesta di trasmissione, il nome è RTS (Request to send).
Successivamente, attraverso VD1 e R1, il segnale va all'interruttore a transistor realizzato sul transistor VT1. Una bobina del relè di “ricezione/trasmissione” installato sul ricetrasmettitore è collegata al circuito collettore di questo transistor. Quando viene applicata una tensione positiva alla base del transistor VT1, il relè viene attivato e accende il ricetrasmettitore per la trasmissione.

Il blocco U1 è un generatore di toni, che in questo caso è un modulatore. I segnali per la manipolazione del generatore sonoro vengono presi dal pin 20 (4) del connettore. Lo scopo di questo contatto è la disponibilità dei dati in uscita - DTR (Data Terminal Ready).
Dal pin 20 (4), il segnale attraverso il diodo VD2 e il resistore R7 va alla base dell'interruttore a transistor su VT2, al collettore del quale è collegato l'ingresso del circuito elettrico, attraverso il quale viene manipolata la frequenza del generatore di suoni U1 .

Successivamente, i segnali del generatore di toni manipolati vengono inviati al varicap dell'oscillatore principale di un trasmettitore radio modulato in frequenza o all'ingresso del microfono di un trasmettitore che opera in modalità SSB. Il generatore genera un tono ad alta frequenza quando il terminale è acceso.
Il generatore di toni U1, che in questo design del modem è un modulatore, è realizzato secondo una delle opzioni ben note. Il diagramma schematico del generatore di toni è mostrato in Fig. 7.21.

Il generatore è realizzato sui transistor VT1 e VT2 tipo KT315B secondo un circuito con retroazione tramite un doppio ponte a T, ha elevata stabilità e sufficiente buona qualità segnale quando alimentato da una sorgente stabilizzata. I condensatori CI, C2 e SZ devono avere una tolleranza di almeno il 10%. L'amplificatore operazionale DA1 tipo K140UD6 è dotato di un filtro passa banda che migliora la sinusoidalità del segnale in uscita.

Per la configurazione, il frequenzimetro è collegato al punto di uscita, la regolazione di R10 imposta il valore della frequenza inferiore e la regolazione di R9 (con il punto di ingresso “controllo” chiuso a terra) imposta il valore della frequenza superiore. Modificando il valore della resistenza R7 è possibile regolare la qualità della sinusoide del segnale generato (solo con monitoraggio oscillografico). Il resistore R18 raggiunge la stessa ampiezza per i segnali ad alta e bassa frequenza.

Impostazione del modulatore
La configurazione del modulatore è estremamente semplice. Fornisco i passaggi di configurazione necessari.

Dovresti iniziare a configurare il modem selezionando le frequenze operative. Quando si effettuano i calcoli, è necessario prendere come base le caratteristiche del filtro passa-basso a banda stretta installato sulla radio. Supponiamo che il ricevitore radio abbia un filtro notch con una larghezza di banda di 3000 Hz e faccia passare frequenze da 1000 a 3000 Hz. In questo caso la frequenza media sarà pari a 2000 Hz. Tenendo conto del valore di spostamento della frequenza pari a 1000 Hz, determiniamo che la frequenza inferiore dovrebbe essere 1500 Hz e la frequenza superiore dovrebbe essere 2500 Hz.

La sintonizzazione del generatore di toni (vedere Fig. 7.21) viene eseguita utilizzando un frequenzimetro. Il frequenzimetro è collegato al punto di uscita del segnale audio generato. Regolando il valore della resistenza del resistore R10, viene impostato il valore della frequenza inferiore (1500 Hz) e regolando R9 (con il punto di ingresso di controllo chiuso a terra), viene impostato il valore della frequenza superiore (2500 Hz).

Modificando il valore della resistenza R7 è possibile regolare la qualità della sinusoide del segnale generato (solo con monitoraggio oscillografico). Il resistore R18 raggiunge la stessa ampiezza per i segnali ad alta e bassa frequenza. Ricordare che RTTY utilizza una spaziatura di frequenza di 170 Hz, mentre AMTOR, PACTOR e Packet Radio (300 Baud) operano con una spaziatura di frequenza di 200 Hz, Packet Radio (1200 Baud) utilizza una spaziatura di frequenza di 1000 Hz.

Modulatore su MS con PLL. Circuito modem
Il modulatore, realizzato su chip tipo 561GG1 con PLL, fa parte del modem, il cui schema a blocchi è mostrato in Fig. 7.22. Tutte le parti dei vari componenti del modem sono progettate per funzionare in modalità Packet Radio ad una velocità di 300 Baud e con una frequenza audio media di circa 1000 Hz. Il modem funziona a frequenze audio e combina due componenti principali: una parte trasmittente (modulatore) e una parte ricevente (demodulatore).

Il modulatore include un dispositivo per accendere e spegnere il trasmettitore e il modulatore stesso, un dispositivo per inviare messaggi dal generatore di toni all'ingresso del trasmettitore. Il generatore stesso è designato come U1, lo stadio di uscita del generatore è U1.1. Il demodulatore include un filtro passa banda dell'amplificatore operazionale (U2), uno speciale rilevatore di frequenza (U3) e un nodo di uscita (U4). I circuiti relativi al demodulatore non sono rilevanti per il nostro argomento e non verranno presi in considerazione.

Generatore di toni
Il generatore di toni U1 è mostrato in Fig. 7.23.

Il generatore stesso frequenze audio realizzato su un chip con PLL 561GG1 (564GG1). I resistori R1 e R2 impostano le frequenze richieste. Il chip 561IR2 contiene un'unità che svolge la funzione di un modellatore sinusoidale. Per formare una sinusoide vengono utilizzati i resistori R4, R5, R6, R7.
Per migliorare caratteristiche di frequenza Per generare il segnale generato, al generatore viene aggiunta una cascata U1.1 sul transistor KT315, che funge da filtro passa-basso e consente di regolare l'ampiezza del segnale di uscita. Lo schema di questa cascata è mostrato in Fig. 7.24.

Impostazione del modulatore
Il modulatore prodotto deve essere configurato con attenzione. L'installazione viene eseguita in più fasi.

Dovresti iniziare a configurare il modulatore selezionando le frequenze operative. Le caratteristiche di un filtro a banda stretta (telegrafico) possono essere utilizzate come base per i calcoli. Dovrebbe funzionare con tutti i tipi di comunicazione digitale. Supponiamo che il ricevitore radio della vostra stazione abbia un filtro notch con una larghezza di banda di 300 Hz e trasmetta frequenze da 1000 a 1300 Hz. In questo caso la frequenza media sarà pari a 1150 Hz. Tenendo conto del valore di spostamento della frequenza pari a 200 Hz, determiniamo che la frequenza inferiore dovrebbe essere 1050 Hz e quella superiore dovrebbe essere 1250 Hz. Per l'opzione satellitare, la frequenza inferiore dovrebbe essere di circa 1500 Hz e la frequenza superiore di 2500 Hz, con una separazione di frequenza di 1000 Hz.

Successivamente, configuriamo il generatore di toni (vedi Fig. 7.23). Per la configurazione, il frequenzimetro è collegato al punto di uscita, regolando R1 si imposta il valore della frequenza inferiore (ad esempio 1050 Hz), e regolando R2 (con il punto di "ingresso" chiuso a terra) si imposta il valore della frequenza superiore frequenza (ad esempio, 1250 Hz). L'ampiezza del segnale di uscita deve essere misurata con un voltmetro collegato all'uscita del generatore di suoni.

Questo completa la configurazione del modulatore stesso.

Varicaps utilizzati
La maggior parte dei circuiti descritti in questo capitolo utilizzano varicap. Il design del varicap può essere: alloggiamento sigillato in metallo, metallo-vetro o plastica con isolanti in vetro e cavi flessibili o rigidi e un bullone per il fissaggio. I Varicaps KV102A - KV102D e KV104A - KV104E hanno un design senza cornice. I Varicap KV109A - KV109G e le matrici varicap KVS111A e KVS111B sono realizzati in una custodia di plastica.

La saldatura e la piegatura dei cavi sono consentite a non meno di 5 mm dal corpo. È vietato disturbare la terminazione dei terminali dei diodi open-frame. Per aumentare l'affidabilità, si consiglia di selezionare carichi non superiori a 0,7-0,8 massimi. Posizione di lavoro - qualsiasi. Lo scopo principale è quello di funzionare come un contenitore sintonizzabile.

I Varicaps KV102A - KV102D hanno un terminale positivo, contrassegnato da un punto arancione. Le matrici Varicap KVS111A e KVS111B hanno un terminale positivo, contrassegnato con punti colorati: KVS111A bianco, KVS111B arancione. La piegatura dei cavi è consentita a non meno di 1,5 mm dal corpo con un raggio di curvatura di almeno 1,5 mm.
Le matrici Varicap sono destinate ad essere utilizzate come condensatori di sintonia nei ricevitori VHF e nei selettori dei canali TV.

I parametri dei varicaps sono riportati nella tabella. 7.2.

Letteratura:
1. V. Polyakov “Ricetrasmettitori a conversione diretta”, Mosca, DOSAAF, 1984.

L'idea di creare un moltiplicatore di frequenza semplice, di alta qualità e compatto è nata quando avevo bisogno di aumentare la frequenza di riferimento del generatore di clock per Generatore DDS AD9956 da 10 MHz a 100 MHz. Ho iniziato a considerare varie opzioni e poi mi sono imbattuto nel microcircuito ICS601-01 (costo su Ali ~5-6$). Questo chip a montaggio superficiale funziona con una frequenza di ingresso compresa tra 10 MHz e 27 MHz e la moltiplica fino a un massimo di 157 MHz. Inoltre, il coefficiente di moltiplicazione viene impostato dalle 4 gambe esterne, generando un codice di guadagno digitale, molto comodo se è necessario modificare rapidamente la frequenza di uscita. Il segnale di uscita è un'onda quadra, che è un vantaggio per il clock dei circuiti digitali.

Tuttavia, quando ho aperto la scheda tecnica, non ho visto il solito schema progetto tipo. È stato in questo momento che è nata l’idea di scrivere questo articolo.

Quindi la piedinatura del microcircuito è mostrata nella figura seguente.

Mi sono preso una pausa da tutta Internet e, dopo aver frugato nei forum, si è deciso di assemblare un moltiplicatore secondo il seguente diagramma di seguito. Avevo bisogno di fornire due uscite, ma potresti non utilizzare la seconda uscita. I resistori R2, R3 sono da 33 Ohm ciascuno; questo valore è consigliato dal produttore. Il valore del resistore R1 non è critico; mette in cortocircuito il pin REFEN a massa, spegnendo così l'uscita REFOUT con una frequenza buffer (personalmente l'ho impostata su 1 kOhm). Tutti i condensatori nel circuito sono standard, C1, C2 e C3 il produttore consiglia valori di 10, 0,1, 0,01 μF, mentre i condensatori C4 e C5 sono condensatori tipici dello stabilizzatore 7805. Non è necessario installare lo stabilizzatore stesso, è del tutto possibile alimentare il circuito a 5 V dall'esterno, ma ho deciso così. Anche l'alimentazione del microcircuito non è critica, da 3 a 5 volt.

In generale niente di complicato, il codice del coefficiente digitale si imposta tramite dip switch, ma nulla vieta di fare dei ponticelli duri.

La tavola è stata facilmente disposta su uno strato, il secondo è stato riempito con un poligono di terra. Il diagramma risultante è stato inviato in Cina. Allego il progetto Gerber all'articolo.

Di conseguenza, dopo un paio di settimane ho ricevuto il mio ordine e ho iniziato ad assemblarlo e testarlo. La foto sotto mostra il moltiplicatore assemblato.

Dopo l'installazione, ho iniziato a testare il funzionamento del moltiplicatore. Per chiarezza allego fotografie degli oscillogrammi.

Sono rimasto molto soddisfatto dei risultati del moltiplicatore. Consiglio a chiunque sia interessato a questo microcircuito di guardare l'intera linea di microcircuiti ICS601. Vari chip moltiplicatori, con varie funzioni aggiuntive.

Spero che l'articolo aiuti qualcuno. Frequenza stabile a tutti!

Elenco dei radioelementi

Designazione	Tipo	Denominazione	Quantità	Il mio blocco note
D1	Moltiplicatore/divisore	ICS601-01	1	Al blocco note
U1	Regolatore lineare	LM7805	1	Al blocco note
R1	Resistore	1 kOhm	1	Al blocco note
R2, R3	Resistore	33 Ohm	2	Al blocco note
C1	Condensatore	0,01 µF	1	Al blocco note
C2	Condensatore	0,1 µF	1	Al blocco note
C3	Condensatore	1 µF	1	Al blocco note
C4	Condensatore	10 µF	1

1. Introduzione

2. Revisione dei metodi per risolvere problemi simili

3. Selezione della giustificazione e calcolo preliminare dello schema strutturale

4. Descrizione del principio di funzionamento dello schema a blocchi

5. Descrizione del circuito elettrico e calcoli elettrici

6. Calcolo su un computer

7. Conclusione

8. Riferimenti

9. Elenco degli elementi per lo schema elettrico

1. introduzione

I moltiplicatori di frequenza, o come vengono chiamati in forma più dettagliata, sistemi per generare un insieme discreto di frequenze, sono attualmente molto diffusi in un'ampia varietà di tipologie di apparecchiature elettroniche.

Forni a induzione con correnti ad alta frequenza, comunicazioni radio, sistemi di radionavigazione e radar, circuiti di soppressione delle interferenze, sistemi di controllo della velocità del motore: questo non è un elenco completo delle applicazioni dei moltiplicatori di frequenza.

La comparsa dei primi sviluppi dei moltiplicatori di frequenza risale agli anni '30 e '40 del XX secolo.

In ingegneria elettrica ed elettronica moltiplicatore di frequenza chiamato dispositivo radioelettronico progettato per aumentare un numero intero di volte N la frequenza delle oscillazioni elettriche periodiche fornite in un dato intervallo di frequenza con la stabilità e la qualità richieste del segnale di uscita.

Parametro principale – fattore di moltiplicazione della frequenza N , definito come il rapporto tra la frequenza del segnale di uscita e la frequenza di ingresso:

(1.1)

Una caratteristica dei moltiplicatori di frequenza è la costanza N quando si modifica (in una certa regione finita) la frequenza del segnale di ingresso, nonché i parametri del moltiplicatore stesso (ad esempio, le frequenze di risonanza dei circuiti oscillatori o dei risonatori inclusi nel moltiplicatore di frequenza), ad es. In un moltiplicatore di frequenza, l'instabilità relativa della frequenza di oscillazione durante la moltiplicazione rimane costante. Questa importante proprietà consente l'uso di moltiplicatori di frequenza per aumentare la frequenza delle oscillazioni stabili in vari impianti di trasmissione radio, radar, misurazione e altri; in cui N possono arrivare a 10 o più.

Il problema principale nella progettazione dei moltiplicatori di frequenza è ridurre l'instabilità di fase delle oscillazioni di ingresso (a causa della natura casuale dei loro cambiamenti di fase), che porta ad un aumento dell'instabilità relativa della frequenza di uscita rispetto al valore corrispondente all'ingresso.

I moltiplicatori di frequenza più comuni sono costituiti da un dispositivo non lineare (ad esempio un transistor, un varicap, una bobina con nucleo di ferrite) e uno o più filtri elettrici. Un dispositivo non lineare modifica la forma delle oscillazioni di ingresso, per cui nello spettro di oscillazione all'uscita compaiono componenti con frequenze multiple della frequenza di ingresso. Queste oscillazioni complesse vengono inviate all'ingresso di un filtro, che seleziona un componente con una determinata frequenza

, sopprimendo (non lasciando passare) il resto. Tali dispositivi vengono utilizzati per moltiplicare la frequenza delle oscillazioni armoniche.

, che diventa esattamente uguale sotto l'influenza delle oscillazioni che arrivano all'ingresso con frequenza . Lo svantaggio di questi moltiplicatori di frequenza è la banda di valori relativamente ristretta alla quale è possibile la sincronizzazione.

Inoltre, a differenza dei moltiplicatori di frequenza convenzionali, i moltiplicatori sfasatori possono fornire un segnale di uscita spettralmente puro che non richiede filtraggio. Utilizzando circuiti di differenza di fase a banda larga per la divisione di fase, è possibile implementare moltiplicatori indipendenti dalla frequenza che operano in una gamma che copre molte ottave.

Attualmente sono stati individuati i seguenti metodi principali per la costruzione dei moltiplicatori di frequenza:

– indiretto basato su sistemi PLL (Pulse-Phase-Locked Loop);

– Dritto utilizzo di elementi filtranti basati sulle onde acustiche superficiali;

– digitale sulla base di procedure computazionali.

Va notato che i moltiplicatori di frequenza con IPLF rientrano tra i sistemi estremamente dinamici e in via di sviluppo per generare un insieme discreto di frequenze. Un ruolo decisivo in questo caso è giocato dai vantaggi più importanti dei moltiplicatori di frequenza e degli IPLL, come la capacità di implementare caratteristiche spettrali e dinamiche accettabili di alta qualità con buoni indicatori generali, energetici e altri.

2. Revisione dei metodi per risolvere problemi simili

Diamo un'occhiata ad alcuni circuiti e metodi per costruire moltiplicatori di frequenza. Il processo di moltiplicazione della frequenza su un elemento non lineare si riduce a quanto segue: il segnale di ingresso agisce su un elemento non lineare o su un risonatore non lineare, a seguito del quale un'oscillazione sinusoidale si trasforma in un'oscillazione periodica non sinusoidale, che corrisponde a una serie infinita delle componenti sinusoidali. Il risuonatore seleziona quindi il componente su cui è sintonizzato, con il risultato che l'armonica selezionata domina su tutte le altre in uscita.

L'entità delle armoniche laterali è determinata dal fattore di qualità del risonatore e per ridurle è necessario aumentare il fattore di qualità dei risonatori. Tuttavia, il valore del fattore di qualità dei risonatori, soprattutto alle onde lunghe e corte, è limitato e in questo caso vengono utilizzati filtri speciali o vari stadi buffer per attenuare le armoniche laterali.

L'indicatore principale di un moltiplicatore di frequenza su un elemento non lineare passivo è il fattore di efficienza η, che è inteso come il rapporto tra la potenza dell'ennesima armonica nel carico

alla potenza consumata dall'eccitatrice:

Valori di efficienza così bassi dovuto al fatto che, a causa delle proprietà raddrizzanti della resistenza attiva non lineare, la maggior parte della potenza dell'eccitatore viene convertita in potenza corrente continua e viene rilasciato nel circuito di polarizzazione.

Se la non linearità viene utilizzata per i circuiti di moltiplicazione della frequenza reattanza, quindi a causa dell'assenza di perdite di potenza in un elemento non lineare con filtraggio ideale nei circuiti di ingresso e uscita, l'efficienza il moltiplicatore sarà uguale.

La capacità non lineare viene solitamente utilizzata come reattanza non lineare nei moltiplicatori di frequenza P -N transizione.

Figura 2.1. Schema a blocchi di un moltiplicatore di frequenza basato su un elemento non lineare. 1 – filtro accordato su un'armonica vicina alla prima; n – filtro sintonizzato sull'ennesima armonica.

Il principio di funzionamento dei moltiplicatori che utilizzano sfasatori è mostrato in Fig. 2.2. La frequenza di un'onda sinusoidale viene moltiplicata per N dividendo tensione di ingresso su N fasi diverse, equidistanti tra loro in un intervallo di 360°. N segnali con fasi diverse pilotano N transistor funzionanti in modalità classe C, i cui segnali di uscita vengono combinati per formare un impulso ogni 360°/N gradi. Utilizzando N transistor, la potenza del segnale di ingresso può essere N volte la potenza richiesta per saturare il transistor.

Figura 2.2. Schema a blocchi di un moltiplicatore di frequenza che utilizza sfasatori.

Il circuito di un semplice moltiplicatore di frequenza con un fattore di moltiplicazione variabile e sincronizzazione rigida dei segnali di uscita rispetto ai segnali di ingresso è mostrato in Fig. 2.3. È costituito da un generatore di impulsi su tre inverter DD1.1-DD1.3 e uno stadio di sincronizzazione sul transistor VT1.

Quando non sono presenti impulsi di clock in ingresso, il multivibratore su DD1.1-DD1.3 funziona in modalità normale. Se il generatore utilizza un microcircuito con due diodi di protezione all'ingresso, il tempo di ricarica del condensatore C1 per qualsiasi polarità è lo stesso e il periodo dell'impulso sarà 1,4 R3 C1 e la frequenza f sarà 0,7/(R3 C1).

Quando impulsi positivi dell'ingresso di frequenza F arrivano all'ingresso VT1 (Fig. 2.3), il transistor si apre nei momenti t 1, t 3, il che porta ad un'interruzione del processo di ricarica periodica. Dopo averlo chiuso dall'istante t 2, t 4, riprende il processo di generazione.Il generatore genera impulsi sincroni rispetto a quelli in ingresso con una frequenza

F fuori = kF dentro, (2.3)

Figura 2.3. Diagramma schematico di un moltiplicatore di frequenza con sincronizzazione dura.

dove k è un coefficiente di moltiplicazione variabile determinato dagli elementi R3, C1 e Fin è la frequenza degli impulsi di ingresso.

Qualsiasi microcircuito inverter delle serie K176, K561, KR1561 può essere utilizzato come elementi DD1. Inoltre gli elementi DD1.1, DD1.2 possono essere senza inversione (buffer) o con isteresi (trigger Schmitt).Il transistor della serie KT315 può essere sostituito con un altro simile.

Questo dispositivo, quando alimentato all'ingresso con impulsi di frequenza di scansione televisiva orizzontale, consente di selezionare sezioni rigorosamente definite della linea raster per generare o leggere informazioni.

Il moltiplicatore di frequenza può anche essere progettato su uno stadio amplificatore risonante. Un amplificatore risonante è un amplificatore il cui carico è un circuito risonante sintonizzato sulla frequenza del segnale amplificato. La reattanza variabile viene utilizzata per la sintonizzazione del circuito. Gli amplificatori risonanti sono selettivi amplificatori ad alta frequenza. Nella radioingegneria si intende isolare dai segnali di ingresso con frequenze diverse solo gruppi di segnali con frequenze simili che trasportano le informazioni necessarie. Gli amplificatori risonanti devono avere il massimo guadagno possibile, elevata selettività e stabilità, basso livello di rumore, facilità di controllo, ecc.

Moltiplicazione della frequenza Questo è il processo di produzione di vibrazioni con una frequenza che è un multiplo della frequenza della vibrazione originale.

La moltiplicazione di frequenza viene utilizzata se per qualche motivo è impossibile ottenere un'oscillazione con la frequenza richiesta (a frequenze di diverse centinaia di megahertz e superiori) o se è necessario ottenere una frequenza di oscillazione con una precisione di un multiplo di una determinata frequenza.

La moltiplicazione della frequenza può essere eseguita con tre metodi:

metodo dell'angolo di taglio;
metodo per ottenere frequenze utilizzando una sequenza di impulsi periodici (PPS);
un metodo per ottenere frequenze multiple utilizzando un impulso radio.

Metodo dell'angolo di taglio

Questo metodo viene utilizzato per ottenere vibrazione armonica con un multiplo della frequenza di un'altra vibrazione armonica. Per ottenere un'oscillazione con la frequenza richiesta, è necessario trasformare lo spettro del segnale di ingresso (introdurre nuove componenti armoniche nello spettro). Per trasformare lo spettro, viene utilizzato un elemento non lineare che opera in modalità cutoff. Per fare ciò, la posizione del punto operativo viene impostata, utilizzando la tensione di polarizzazione U 0, al di fuori della caratteristica corrente-tensione dell'elemento (Figura 26). In questo caso, l'elemento si apre solo nel momento in cui la tensione del segnale di ingresso Uin raggiunge un certo valore iniziale Un. Quando Uin angolo di taglio(q), che è pari alla metà di quella parte del periodo di oscillazione dell'ingresso durante il quale la corrente scorre attraverso l'elemento non lineare, o, in altre parole, pari alla metà della durata dell'impulso. Quando q=0 non c'è tensione all'uscita dell'elemento, poiché l'elemento è sempre chiuso. A q=180°, l'elemento funziona senza interruzione e in uscita si osserva un'oscillazione armonica e nello spettro di questa oscillazione sarà presente una componente costante.

Figura 26 - Spiegare la modalità operativa di un elemento non lineare quando si moltiplica la frequenza

L'angolo di taglio può essere determinato dall'espressione

cos ? = (UN— U 0 )/ Ehm (36)

dove Um è l'ampiezza dell'oscillazione dell'ingresso.

L'ampiezza degli impulsi di corrente in uscita è determinata dall'espressione

Io sono = SMercoledì? Ehm(1 — cos Q) (37)

Lo spettro della sequenza periodica risultante contiene molti componenti situati a frequenze multiple della frequenza del segnale di ingresso. L'ampiezza di queste componenti è determinata dall'espressione

Sto bene= UNK(Q) ? Io sono (38)

dove Im k è l'ampiezza della componente k-esima dello spettro di risposta;

a k (q) è il coefficiente di proporzionalità per la kesima componente dello spettro;

Im è l'ampiezza degli impulsi di corrente in uscita.

I coefficienti a k (q) dipendono dall'angolo di taglio e sono determinati dalle funzioni di Berg. I grafici delle funzioni di Berg per la componente costante e le prime tre armoniche sono presentati nella Figura 27.

Figura 27 – Grafici delle funzioni di Berg

Per determinare i coefficienti, è necessario determinare i valori di ak per tutte le funzioni all'angolo di interruzione q richiesto. Ad esempio è necessario determinare i coefficienti di proporzionalità per q=80°. Utilizzando il grafico a 0 determiniamo il coefficiente di proporzionalità per la componente costante al valore q=80°. Equivale a 0 (80°)"0,28. Allo stesso modo determiniamo il valore dei coefficienti a 1 (80°)"0,47 (per funzione a 1), a 2 (80°)"0,24 (per funzione a 2)? a 3 (80°)»0,05 (per funzione a 3).

Moltiplicando la frequenza, è necessario ottenere un'oscillazione con la frequenza richiesta della massima ampiezza possibile. Ciò è possibile ai valori massimi di a k (q). A sua volta, il massimo di a k (q) si osserva nei punti massimi delle corrispondenti funzioni Berg. Ciascuna funzione ha un massimo in corrispondenza di uno specifico angolo di taglio. Viene chiamato l'angolo di taglio al quale si osserva la massima ampiezza dell'armonica richiesta angolo di taglio ottimale. Quindi l'angolo di taglio ottimale per la seconda armonica è q=60°, e per la terza q=40°. L'angolo di taglio ottimale è fissato dalla tensione di polarizzazione U 0 .

Questo metodo consente di ottenere vibrazioni con una molteplicità di 2 e 3. Ciò è spiegato dal fatto che le ampiezze delle componenti armoniche nello spettro di risposta con numeri grandi hanno un'ampiezza troppo piccola. L'impostazione dell'angolo di taglio ottimale richiesto per questi componenti porterà ad una diminuzione dell'ampiezza degli impulsi di corrente in uscita e nuovamente alla produzione di oscillazioni con un'ampiezza molto piccola.

Il diagramma schematico di un moltiplicatore di frequenza che implementa il metodo dell'angolo di taglio è mostrato nella Figura 28.

Figura 28 - Schema schematico di un moltiplicatore di frequenza su un transistor

Questo moltiplicatore utilizza transistor bipolare VT1 funzionante in modalità interruzione corrente di collettore. Il transistor è alimentato con tensione di alimentazione Ek e tensione di polarizzazione U0. La tensione di ingresso viene fornita attraverso il circuito oscillante L1 C1. Un circuito oscillatorio viene utilizzato per ottenere una maggiore stabilità della frequenza di oscillazione in ingresso, cioè in modo che l'ingresso del transistor riceva un'oscillazione contenente solo un'armonica alla frequenza richiesta, eliminando così la distorsione dell'oscillazione risultante. Il transistor trasforma lo spettro delle vibrazioni. Quindi l'armonica con la frequenza richiesta viene isolata dal circuito oscillante L2 C2, utilizzato come filtro passa-banda.

La caratteristica del moltiplicatore di frequenza è fattore di moltiplicazione, mostra quante volte la frequenza dell'oscillazione in uscita supera la frequenza dell'oscillazione in ingresso

Ku=fout/pinna(39)

Come notato sopra, il fattore di moltiplicazione di questo moltiplicatore non supera 3. Per ottenere Ku>3, è necessario utilizzare circuiti moltiplicatori multistadio (collegamento in serie di più moltiplicatori). Ad esempio, per ottenere Ku=6 è necessario collegare in serie due moltiplicatori con Ku=2 e Ku=3.

Metodi di moltiplicazione della frequenza utilizzando PPI e impulsi radio

Metodo per ottenere frequenze multiple utilizzando PPI si basa sul fatto che lo spettro di una sequenza periodica contiene già componenti armoniche a frequenze di segnale multiple, cioè multipli della prima armonica (Figura 29). Pertanto è necessario isolare dallo spettro solo l'armonica con la frequenza richiesta. Per ottenere vibrazioni di ampiezza maggiore è necessario isolare le componenti armoniche del primo lobo dello spettro, e l'ampiezza delle componenti diminuisce meno quanto maggiore è il numero di componenti nel lobo. Pertanto, per moltiplicare la frequenza vengono utilizzate sequenze periodiche con un ciclo di lavoro maggiore di 14.

Questo metodo consente di aumentare la frequenza di oscillazione di decine di volte.

Metodo per ottenere frequenze multiple utilizzando un impulso radio consiste nel moltiplicare l'oscillazione originale con un'altra oscillazione armonica ad alta frequenza, cioè la portante armonica viene modulata da un'oscillazione impulsiva. In questo caso, lo spettro dell'oscillazione dell'impulso viene trasferito nella gamma di frequenze dell'oscillazione armonica, dando luogo alla formazione di un impulso radio. Quindi, un'armonica con la frequenza richiesta viene isolata dallo spettro dell'impulso radio ricevuto. Questo metodo permette di ottenere un'oscillazione con una frequenza centinaia di volte superiore alla frequenza dell'oscillazione originale.

Figura 29 - Moltiplicazione della frequenza utilizzando PPI: a) PPI originale con frequenza fs e duty cycle 17; b) spettro SPI; c) l'oscillazione risultante con una frequenza di 10fs

1. Introduzione

2. Revisione dei metodi per risolvere problemi simili

3. Selezione della giustificazione e calcolo preliminare dello schema strutturale

4. Descrizione del principio di funzionamento dello schema a blocchi

5. Descrizione del circuito elettrico e calcoli elettrici

6. Calcolo su un computer

7. Conclusione

8. Riferimenti

9. Elenco degli elementi per lo schema elettrico

1. introduzione

La comparsa dei primi sviluppi dei moltiplicatori di frequenza risale agli anni '30 e '40 del XX secolo.

Parametro principale – fattore di moltiplicazione della frequenza N , definito come il rapporto tra la frequenza del segnale di uscita e la frequenza di ingresso:

Vengono utilizzati anche moltiplicatori di frequenza, il cui funzionamento si basa sulla sincronizzazione delle oscillazioni dell'oscillatore. In tali dispositivi, le oscillazioni vengono eccitate con una frequenza che diventa esattamente uguale sotto l'influenza delle oscillazioni con la frequenza che arriva all'ingresso. Lo svantaggio di questi moltiplicatori di frequenza è la banda di valori relativamente ristretta alla quale è possibile la sincronizzazione.

Attualmente sono stati individuati i seguenti metodi principali per la costruzione dei moltiplicatori di frequenza:

– indiretto basato su sistemi PLL (Pulse-Phase-Locked Loop);

– Dritto utilizzo di elementi filtranti basati sulle onde acustiche superficiali;

– digitale sulla base di procedure computazionali.

2. Revisione dei metodi per risolvere problemi simili

L'indicatore principale di un moltiplicatore di frequenza su un elemento passivo non lineare è il fattore di efficienza η, che è inteso come il rapporto tra la potenza dell'ennesima armonica nel carico e la potenza consumata dall'eccitatore:

Valori di efficienza così bassi dovuto al fatto che, a causa delle proprietà raddrizzanti della resistenza attiva non lineare, la maggior parte della potenza dell'eccitatrice viene convertita in potenza di corrente continua e rilasciata nel circuito di polarizzazione.

Se si utilizza la reattanza non lineare per i circuiti di moltiplicazione della frequenza, a causa dell'assenza di perdite di potenza in un elemento non lineare con filtraggio ideale nei circuiti di ingresso e uscita, l'efficienza il moltiplicatore sarà uguale.

La capacità non lineare viene solitamente utilizzata come reattanza non lineare nei moltiplicatori di frequenza P -N transizione.

Il principio di funzionamento dei moltiplicatori che utilizzano sfasatori è mostrato in Fig. 2.2. La frequenza dell'onda sinusoidale viene moltiplicata per N dividendo la tensione di ingresso in N fasi diverse equidistanti tra loro su un intervallo di 360°. N segnali con fasi diverse pilotano N transistor funzionanti in modalità classe C, i cui segnali di uscita vengono combinati per formare un impulso ogni 360°/N gradi. Utilizzando N transistor, la potenza del segnale di ingresso può essere N volte la potenza richiesta per saturare il transistor.

Figura 2.2. Schema a blocchi di un moltiplicatore di frequenza che utilizza sfasatori.

F fuori = kF dentro, (2.3)

Figura 2.3. Diagramma schematico di un moltiplicatore di frequenza con sincronizzazione dura.

dove k è un coefficiente di moltiplicazione variabile determinato dagli elementi R3, C1 e Fin è la frequenza degli impulsi di ingresso.

Il moltiplicatore di frequenza può anche essere progettato su uno stadio amplificatore risonante. Un amplificatore risonante è un amplificatore il cui carico è un circuito risonante sintonizzato sulla frequenza del segnale amplificato. La reattanza variabile viene utilizzata per la sintonizzazione del circuito. Gli amplificatori risonanti sono amplificatori selettivi ad alta frequenza. Nella radioingegneria si intende isolare dai segnali di ingresso con frequenze diverse solo gruppi di segnali con frequenze simili che trasportano le informazioni necessarie. Gli amplificatori risonanti devono avere il massimo guadagno possibile, elevata selettività e stabilità, basso livello di rumore, facilità di controllo, ecc.

Negli amplificatori risonanti, il transistor può essere acceso con OE, OB e OK. Nella maggior parte dei casi viene utilizzato un circuito con OE, che fornisce il massimo guadagno di potenza con un basso livello di rumore. In alcuni casi, a frequenze sufficientemente elevate per il transistor selezionato, viene utilizzato un circuito con OB. Il circuito oscillatorio nell'amplificatore può essere collegato utilizzando autotrasformatore, doppio autotrasformatore, trasformatore e circuiti capacitivi.

Figura 2.4. Diagramma schematico di un moltiplicatore di frequenza su uno stadio amplificatore risonante.

3. Selezione della giustificazione e calcolo preliminare dello schema strutturale

Il problema di garantire un funzionamento stabile di un moltiplicatore a transistor è, di regola, più difficile da risolvere rispetto a un amplificatore, poiché la composizione delle armoniche più alte in un impulso di corrente cambia in modo più significativo dell'ampiezza della prima armonica. Un'elevata stabilità è possibile nei circuiti che utilizzano feedback negativo. Creare una sorgente con elevata resistenza interna nei moltiplicatori è difficile, poiché i circuiti oscillatori paralleli di elevato fattore di qualità vengono solitamente utilizzati per filtrare le componenti armoniche spurie. Un tale circuito per componenti armoniche più elevate della corrente di ingresso ha praticamente zero resistenza e quindi può essere considerato come una sorgente di segnale armonico con resistenza interna zero, che corrisponde al compito del mio progetto del corso.

In linea di principio la forma d'onda della tensione armonica può essere notevolmente distorta a causa dell'effetto di derivazione dell'ingresso non lineare del transistor. Tuttavia, a basse potenze, alle quali normalmente opera il moltiplicatore, le resistenze di ingresso del transistor sono sufficientemente grandi perché questo effetto non si verifichi.

Lo schema a blocchi del moltiplicatore di frequenza è mostrato in Figura 3.1

Figura 3.1 – schema strutturale moltiplicatore di frequenza

Un segnale di ingresso debole viene amplificato utilizzando gli stadi di preamplificazione. Il loro numero dipende dai livelli sia del segnale di ingresso che del segnale che deve essere ottenuto all'uscita dell'amplificatore multistadio.

Il segnale amplificato dagli stadi preliminari viene alimentato allo stadio risonante che, operando in modalità segnale forte, amplifica e filtra la terza armonica del segnale armonico fornito in ingresso. Pertanto, la sinusoide di ingresso viene moltiplicata per un fattore di moltiplicazione N = 3. Lo stadio di uscita è progettato per amplificare il segnale convertito e trasmetterlo con una determinata potenza al carico. Per un migliore filtraggio delle componenti laterali dello spettro di uscita è possibile collegare un filtro LC risonante prima del carico.

Determiniamo la corrente massima che fluisce attraverso il carico:

(3.1)

In base ai dati:

(3.2)

Quindi il numero approssimativo di stadi di preamplificazione secondo la seguente formula:

(3.3)

Per il nostro progetto saranno sufficienti due stadi di amplificazione: preliminare e risonante. Guadagno approssimativo per ogni fase:

Per calcolare lo stadio risonante e preliminare dell'amplificatore, selezioneremo il transistor GT309, che soddisfa i requisiti di frequenza e potenza di uscita. Parametri del transistor:

– frequenza limite

Guadagno attuale

Ohm – resistenza di base

- corrente di saturazione

Impulso di corrente del collettore

Dissipazione di potenza

4. Descrizione del principio di funzionamento dello schema a blocchi

Perché In base alle condizioni dell'attività, non esiste un generatore di segnale di ingresso e una sinusoide di una determinata frequenza e ampiezza viene fornita direttamente all'ingresso dell'amplificatore, quindi il dispositivo di ingresso potrebbe non trovarsi nello schema a blocchi sviluppato.

L'implementazione circuitale dello stadio preamplificatore è mostrata nella Figura 4.1. Questo è un circuito amplificatore basato su un transistor bipolare collegato secondo un circuito di emettitore comune. Ho scelto questo circuito perché ha guadagni di tensione e corrente relativamente grandi, nonché una grande impedenza di ingresso. Lo svantaggio di questo circuito è che lo sfasamento tra i segnali di ingresso e di uscita è di 180°, ma il compito posto non indica la conservazione obbligatoria della fase in uscita, quindi questo svantaggio può essere trascurato.

Gli elementi principali del circuito sono una fonte di alimentazione, un elemento controllato: un transistor e un resistore. Questi elementi costituiscono il circuito principale dello stadio amplificatore, in cui, a causa del flusso della corrente di collettore controllata attraverso il circuito di base, all'uscita del circuito viene creata una tensione alternata amplificata. I restanti elementi della cascata svolgono un ruolo di supporto. I condensatori si stanno separando.

Il condensatore elimina la derivazione del circuito di ingresso della cascata da parte del circuito della sorgente del segnale di ingresso CC, il che consente, in primo luogo, di escludere il flusso di corrente continua attraverso la sorgente del segnale di ingresso lungo il → → circuito e, in secondo luogo, di garantire l'indipendenza da la resistenza interna di questa sorgente di tensione alla base in modalità di riposo. La funzione di un condensatore si riduce al passaggio di una componente di tensione alternata nel circuito di carico e al mantenimento di una componente continua.

Figura 4.1– diagramma schematico di uno stadio amplificatore con emettitore comune

I resistori vengono utilizzati per impostare la modalità di riposo della cascata. Poiché il transistor bipolare è pilotato da corrente, la corrente di quiescenza elemento gestito(in questo caso, corrente) viene creata impostando il valore corrispondente della corrente di base a riposo. Il resistore è progettato per creare un circuito di flusso di corrente. Insieme al resistore, fornisce la tensione iniziale alla base rispetto al terminale “+” della fonte di alimentazione.

Il resistore è un elemento di feedback negativo progettato per stabilizzare la modalità di riposo della cascata al variare della temperatura. La dipendenza dalla temperatura dei parametri della modalità di riposo è determinata dalla dipendenza della corrente di riposo del collettore dalla temperatura. Le ragioni principali di questa dipendenza sono le variazioni di temperatura della corrente iniziale del collettore, della tensione e del coefficiente β. L'instabilità della temperatura di questi parametri porta ad una dipendenza diretta della corrente dalla temperatura. In assenza di misure per stabilizzare la corrente, le sue variazioni di temperatura provocano un cambiamento nella modalità di riposo della cascata, che può portare, come verrà mostrato di seguito, alla modalità di funzionamento della cascata nella regione non lineare delle caratteristiche del transistor e distorsione della forma della curva del segnale di uscita. La probabilità di distorsione aumenta all'aumentare dell'ampiezza del segnale di uscita.

La manifestazione del feedback negativo e il suo effetto stabilizzante sulla corrente possono essere facilmente mostrati direttamente nel diagramma di Fig. 2. Supponiamo che la corrente aumenti sotto l'influenza della temperatura. Ciò si riflette in un aumento della corrente, un aumento della tensione e, di conseguenza, una diminuzione della tensione. La corrente di base diminuisce, provocando una diminuzione della corrente, che crea un ostacolo all'aumento emergente della corrente. In altre parole, l'effetto stabilizzante del feedback negativo creato dal resistore si manifesta nel fatto che le variazioni di temperatura nei parametri della modalità di riposo vengono trasmesse dal circuito di feedback in antifase all'ingresso della cascata, impedendo così una variazione di corrente, e, di conseguenza, tensione.

Il condensatore bypassa il resistore corrente alternata, escludendo così il manifestarsi di feedback negativi a cascata sulle componenti variabili. L'assenza di un condensatore comporterebbe una riduzione dei guadagni del circuito.

Il nome del circuito "emettitore comune" significa che il terminale CA dell'emettitore del transistor è comune ai circuiti di ingresso e di uscita della cascata.

Un amplificatore risonante è un amplificatore il cui carico è un circuito risonante sintonizzato sulla frequenza del segnale amplificato. La reattanza variabile viene utilizzata per la sintonizzazione del circuito. Gli amplificatori risonanti sono amplificatori selettivi ad alta frequenza. Nella radioingegneria si intende isolare dai segnali di ingresso con frequenze diverse solo gruppi di segnali con frequenze simili che trasportano le informazioni necessarie. Gli amplificatori risonanti devono avere il massimo guadagno possibile, elevata selettività e stabilità, basso livello di rumore, facilità di controllo, ecc.

Negli amplificatori risonanti, il transistor può essere acceso con OE, OB e OK. Nel nostro caso utilizziamo un circuito OE che fornisce il massimo guadagno di potenza con un basso livello di rumore. Il circuito oscillatorio nell'amplificatore può essere collegato utilizzando autotrasformatore, doppio autotrasformatore, trasformatore e circuiti capacitivi. L'inclusione incompleta del circuito nel circuito del collettore e nel carico consente di evitare un eccessivo deterioramento del fattore di qualità del circuito (soprattutto quando il carico è una bassa resistenza di ingresso del transistor).

Figura 4.2– diagramma schematico di uno stadio amplificatore risonante

5. Descrizione del circuito elettrico e calcoli elettrici

Innanzitutto calcoliamo la cascata risonante.

Dati iniziali:

Fattore di moltiplicazione

Per garantire un margine di stabilità all'errore di calcolo, impostiamo l'instabilità della corrente di 3a armonica 𝛿 IO= 10%. Dal grafico in Fig. 5.1 con la tensione di controllo selezionata, tale stabilità è garantita quando

0,4 ≤ cosλ ≤ 0,6 (5,2)

Dove λ – angolo di chiusura

Figura 5.1– Grafico del rapporto armonico, dell'instabilità della corrente e del coefficiente di Berg rispetto all'angolo di chiusura per il triplicatore di frequenza

Prendiamo in considerazione i parametri massimi consentiti del transistor:

Dov'è la tensione del collettore?

Valore della tensione di alimentazione

Dal grafico in Fig. 5.1:

> 0,4 (5.10)

Quindi imposteremo finalmente l'angolo di chiusura:

Calcoliamo la resistenza di feedback:

Dalla fig. 5.3 per l'approssimazione a bassa frequenza (scegliamo ωτ=1, poiché nei modi operativi la componente costante dipende poco dalla frequenza e con il valore selezionato ωτ=1 l'errore non supera il 10%) a 0,55. Scegliamo.

Figura 5.3– dipendenza del coefficiente da

MHz è la frequenza operativa minima.

In base a ciò calcoliamo i serbatoi di separazione:

Frequenza operativa:

Determiniamo la resistenza di ingresso della cascata:

– disaccordatura relativa (6.3)

Conclusione

Nel nostro lavoro del corso abbiamo calcolato un moltiplicatore di frequenza con un fattore di moltiplicazione pari a 3 e con un segnale di ingresso

Il circuito risultante è costituito da due stadi di amplificazione con fattori di moltiplicazione pari a 25 e 42,6 e da un filtro passa-banda in uscita con fattore di qualità pari a 20.

Dopo aver analizzato le caratteristiche di ampiezza-frequenza e frequenza di fase, posso concludere che il dispositivo risultante soddisfa le condizioni di progettazione specificate e può essere utilizzato per scopi ingegneristici.

8. Letteratura

1. Valitov R.A. - dispositivi trasmittenti radio basati su dispositivi a semiconduttore.

2. Lago San Marcos - Moltiplicatore di frequenza su sfasatori.

3. I. Zabelin - Radio Magazine, 8° numero, 1999.

4. L.N. Bocharov - Calcolo dei dispositivi elettronici.

5. I.I. Chetvertkov - elenco dei resistori.

6. M.N. Dyakonov: una guida ai condensatori elettrici.

7. V.G. Basov - progettazione del corso.

8. V.G. Basov – appunti delle lezioni.