Násobič čtvercových vln. Násobení frekvence

10.09.2021

Část 1. VKV jednotky. Článek 7. Bloky hlavních oscilátorů.

Naše úvahy o blocích rádiových vysílačů začneme hlavním oscilátorovým blokem, který je „srdcem“ tohoto rádiového zařízení.
Článek 5, uveřejněný v jednom z předchozích čísel tohoto časopisu, pojednává dostatečně podrobně o principech konstrukce obvodů různé typy generátory, ale důraz byl kladen na to, aby tyto generátory pracovaly jako lokální oscilátory (přesně první lokální oscilátory) VKV rádiových přijímačů. Ve stejném článku byly uvedeny také některé matematické vzorce, které vám umožňují provést jednoduchý výpočet prvků obvodu generátoru.

V tomto článku poskytnu pouze ty informace, které jsou specifické speciálně pro hlavní oscilátory fungující jako součást VHF vysílače. Tématu hlavních oscilátorů se velmi podrobně věnuje kniha V. Polyakova L.1. Důrazně vám doporučuji, abyste si ji přečetli.
Podle kvality signálu vysílaného vzduchem korespondenti obvykle posuzují dovednosti a schopnosti majitele radiostanice. Je třeba mít na paměti, že kvalita signálu je do značné míry určena hlavním oscilátorem vysílače.

Hlavním požadavkem na hlavní oscilátor je vysoká frekvenční stabilita.

Frekvenční drift při nejdelší komunikaci by neměl překročit 50...200 Hz, pouze v tomto případě nebude korespondent nucen přijímač nastavovat. Relativní frekvenční nestabilita by při takové péči neměla být horší od 5 x 10^-5 do 3 x 10^-6.

Pokud je poměrně snadné získat první údaj, pak druhý je možný pouze při pečlivém výběru obvodu, návrhu vhodného uspořádání prvků a pečlivé výrobě generátoru.
Kromě toho byste měli zvážit úkoly, které bude vámi vyvíjený vysílač plnit. Pokud je vysílač navržen pouze pro provoz jako mikrofon s frekvenční modulací, pak požadavky nemusí být příliš přísné. Jiná věc je, pokud je vysílač určen k provozu prostřednictvím digitální komunikace v síti, pak musí být požadavky nejpřísnější.

Dalším, neméně důležitým požadavkem je, aby signál generátoru nebyl modulován šumem, pozadím, změnami napájecího napětí atp.

Podívejme se, jak tyto požadavky splnit. Libovolný generátor obsahuje oscilační systém a aktivní prvek, který slouží k zesílení výkonu signálu odebraného z oscilačního systému. Zesílený signál přes obvod zpětná vazba přiváděn zpět do oscilačního systému a kompenzovat jeho ztráty. Jsou nepřímo úměrné činiteli jakosti oscilačního systému. Křemenné rezonátory mají nejvyšší činitel jakosti, navíc parametry křemene málo závisí na teplotě. Proto krystalové oscilátory může mít relativní frekvenční nestabilitu až 10^-7 (10 až mínus sedmá mocnina).

Ve skutečném generátoru se oscilace nevyskytují na vlastní frekvenci obvodu, ale na frekvenci, kde je jeho fázový posun opačný a rovný fázovému posunu v aktivním prvku a komunikačních obvodech. V tomto případě platí, že čím strmější je fázová charakteristika obvodu, a tedy čím větší je jeho kvalitativní faktor, tím menší je stávající frekvenční odchylka.

Výrazného zlepšení frekvenční stability lze tedy dosáhnout použitím obvodu s vysokým Q a vysokofrekvenčním tranzistorem zapojeným do obvodu co nejslaběji.

Stále existuje inherentní nestabilita rezonanční frekvence obvodu. Je to způsobeno změnami teploty a mechanickými pohyby prvků obvodu vůči sobě. Změna indukčnosti a kapacity při zahřátí o 1 °C je charakterizována teplotními koeficienty indukčnosti i kapacity (MCI a MKE). Ve správně navrženém generátoru by teplotní změny indukčnosti a kapacity měly být stejné a opačného znaménka - to je princip teplotní kompenzace.

TCI všech cívek je zpravidla kladné, což se vysvětluje zvětšením jejich geometrických rozměrů při zahřívání. Nejnižší TCI je u cívek s keramickým rámem vyrobeným pálením ve vodivých závitech. Malé TCI platí také pro cívky navinuté na keramických rámech s vysokým napětím drátu. Keramické kondenzátory s červenou (-700 x 10^-6) a modrou (-50 x 10^-6) barvou mají negativní TKE.

Typicky obvod obsahuje hlavní kondenzátor s malým TKE (šedý nebo modrý) a teplotně kompenzační kondenzátor menší kapacity s velkým záporným TKE (červený). Volbou poměru jejich kapacit dosáhneme přibližně stálosti rezonanční frekvence obvodu při zahřátí. Oscilační obvod generátoru je vhodné umístit do uzavřené kovové sítové krabice. Ve zvláště důležitých případech je obvod nebo dokonce celý hlavní oscilátor umístěn v termostatu.

Pro vybuzení kmitů v obvodu musí být splněny dvě podmínky: amplitudové vyvážení a fázové vyvážení.
Podmínka amplitudové rovnováhy vyžaduje, aby se energie dodávaná do obvodu z aktivního prvku přesně rovnala energetickým ztrátám v obvodu samotném a v komunikačních obvodech s ostatními prvky generátoru.

Při slabší zpětné vazbě kmity odumírají a generování se zastaví a při silnější zpětné vazbě se amplituda kmitů zvětšuje a aktivní prvek (obvykle tranzistor) se buď dostane do saturace, nebo se uzavře napětím generovaným obvodem stabilizace amplitudy. V obou případech se zisk sníží, čímž se obnoví rovnováha amplitudy.

Spojení obvodu se zbývajícími prvky obvodu generátoru je výhodné zeslabit, aby případné nestability těchto prvků měly menší vliv na frekvenci kmitání. Ztráty zavedené do obvodu komunikačními obvody jsou malé a jeho zatížený činitel jakosti je co nejvyšší.
Instalace generátoru je extrémně kritická operace a měla by být provedena pomocí pevného jednožilového drátu, připojovací vodiče by měly být co nejkratší.

Frekvenční multiplikátory
Pro provoz radioamatérských stanic ve vysokofrekvenčních úsecích VKV a mikrovlnných pásem se lokální oscilátory přijímačů a vysílačů stávají vícestupňové. Hlavní oscilátor, který je prvním stupněm lokálního oscilátoru, obvykle pracuje na poměrně nízké frekvenci. To se děje z různých důvodů.

Na nízké frekvence je jednodušší vybrat požadovaný křemenný rezonátor nebo vytvořit příznivější podmínky pro stabilizaci frekvence u generátorů s parametrickou stabilizací.

Při nízkých frekvencích je snadnější organizovat řízení frekvence generátoru.

Radioamatéři nemají vysokofrekvenční křemenné rezonátory.

Vícestupňový lokální oscilátor se skládá z generátoru a následných několika stupňů násobení frekvence na požadovanou provozní hodnotu. Pokud tedy například potřebujeme vyvinout převodník pro příjem signálů v rozsahu 145 MHz pro KV radiopřijímač s amatérským pásmem 21 MHz, musíme vytvořit lokální oscilátor s pracovní frekvencí 123 MHz.

Tato pracovní frekvence může být získána několika způsoby pomocí široké škály křemenných rezonátorů. Jednou z možností by mohlo být použití RF na frekvenci 13,66 MHz. V tomto případě musí generátor sám generovat frekvenci 13,66 MHz a další dva stupně musí tuto frekvenci vynásobit 9krát, tzn. každý z stupňů musí násobit frekvenci 3, nebo, jak se říká, každý z těchto stupňů musí pracovat v režimu frekvenčního tripleru. Zpravidla násobící fáze v větší čísločasy v amatérské praxi se používají jen zřídka.

Obvody jednoduchých násobičů frekvence
Ve skutečnosti není frekvenční multiplikátor nějakým neobvyklým speciálním stupněm, ale je to běžný vysokofrekvenční zesilovač. Na Obr. Obrázek 7.1 ukazuje dva obvody jednoduchých násobičů frekvence.

Schéma na Obr. 7.1 „a“ je běžná UHF kaskáda. Rezistory R1, R2 a R3 nastavují provozní režim tranzistoru VT1. Obvod L1C3 musí být naladěn na frekvenci požadované harmonické elektromagnetických kmitů přicházejících do tohoto stupně přes C1 z předchozího stupně. Signál požadované frekvence zvolené v obvodu L1C3 je přiváděn do dalšího stupně přes kondenzátor C5. Rezistor R4 a kondenzátor C2 zabraňují vstupu RF energie do silového obvodu (jsou blokovací prvky).

Schéma na Obr. 7.1 „b“ již má významné rozdíly od předchozího diagramu. Hlavním rozdílem je, že tranzistor VT1 v tomto obvodu pracuje ve spínacím režimu, tzn. proud protéká tranzistorem pouze při průchodu kladného půlcyklového oscilačního impulsu bází tranzistoru, který vstupuje přes C1. Obvod L1C3 je paralelní zátěž naladěná na frekvenci požadované harmonické. Signál požadované frekvence zvolené v tomto obvodu je přiváděn do dalšího stupně přes C4.

Zdvojovací obvody push-pull
Požadavek na minimální šum v signálu lokálního oscilátoru, který závisí na přítomnosti velkého počtu harmonických v signálu, kladl za úkol snížit počet těchto harmonických.

Úkol lze splnit pomocí speciálních dvoutranzistorových násobičů, ve kterých jsou tyto dva tranzistory zapojeny v zapojení push-pull. Na Obr. 7.2. daný Kruhový diagram zdvojovač frekvence push-pull.

Tranzistory ve schématu Obr. 7.2 se zapínají podle tzv. push-pull okruhu. Faktem je, že protifázové signály jsou přijímány na bázích těchto tranzistorů a tranzistor VT1 pracuje během jedné poloviny cyklu příchozího signálu a tranzistor VT2 pracuje během druhé poloviny cyklu. Protože tyto dva tranzistory pracují na společné zátěži, pak se v této zátěži během jedné periody frekvence signálu vstupujícího do kaskády objeví dvě periody nové, dvojnásobné frekvence.

Pokud je signál přicházející v takové fázi dostatečně silný, pak přesně stejným způsobem může být čtvrtá harmonická signálu přicházející na vstup izolována na výstupu.
Jak jste si již všimli, zdvojovací stupeň push-pull produkuje ve své zátěži pouze harmonické harmonické se sudým počtem. Všechny liché harmonické jsou potlačeny a v následném signálu se již nevyskytují.

Signál, který má být zdvojen, je izolován v obvodu L1C. Cívka L2, vyrobená ze dvou samostatných drátů, je navinutá na vršku cívky L1. Cívka L2 je vyrobena následovně. Je nutné změřit a ustřihnout dva stejné kusy izolovaného tenkého drátu, jehož délka by měla stačit k navinutí 3...5 závitů přes cívku L1, ze které se cívka L2 bude skládat. Poté se oba konce obou drátů sevřou a dva dráty se stočí do jediného svazku.

Po navinutí cívky L2 s výsledným svazkem a zajištění jeho závitů je začátek jednoho z drátů spojen s koncem druhého drátu. Tímto způsobem se vytvoří střední bod cívky L2, který je spojen s tělem (uzemněn). Zbývající konec prvního vodiče a začátek druhého vodiče jsou připojeny přes kondenzátory C1 a C2 k bázím tranzistorů VT1 a VT2.

Tímto způsobem je organizován protifázový přívod signálů do bází VT1 a VT2.

Na Obr. Obrázek 7.3 ukazuje schematický diagram druhé verze zdvojovače frekvence push-pull.

Obvod této možnosti je poněkud jednodušší a obsahuje méně dílů, ale funguje stejně efektivně. Jak jste si již všimli, zátěž zdvojovacího stupně, jehož roli hraje obvod L3C3, je v tomto provedení zapojena do série. V tomto případě musíte vždy pamatovat na to, že výstupní kapacity tranzistorů se sčítají a odbočka pro připojení cívky by měla být umístěna blíže k vf konci cívky.
Proud tranzistory a spolu s ním i zesílení zdvojeného signálu se reguluje volbou hodnoty odporu R1. Kapacita C1 se obvykle bere v rozsahu 120...200 pF.

Liché harmonické násobiče
Pokud je obvod násobiče frekvence push-pull mírně transformován, bude sloužit jako násobič pro liché harmonické a potlačí sudé harmonické. Na Obr. Obrázek 7.4 ukazuje schéma push-pull frekvenčního tripleru.

Hlavní rozdíl v obvodu tohoto násobiče spočívá v tom, že v kolektorových obvodech a jeden a další tranzistory (VT1 a VT2) jsou umístěny podél stejného obvodu (L3 a L4), naladěné na požadovanou harmonickou. Každý z těchto obvodů je upraven vlastním trimovacím kondenzátorem (SZ a C4). V místě napájení musí být blokovací kondenzátor C5. Jinak se jedná o běžný push-pull multiplikátor.

Na Obr. Obrázek 7.5 ukazuje schéma dalšího push-pull tripleru.

V tomto obvodu je v obvodu jednoho a druhého tranzistoru jeden obvod L3C3. Napájení je přiváděno do výstupu ze středu cívky L3 přes RF tlumivku Dr1.

Frekvenční multiplikátor s PLL
Smyčka fázového závěsu (PLL) je velmi důležitá a užitečná součástka, kterou vyrábí mnoho výrobců jako samostatný integrovaný obvod.
PLL obsahuje fázový detektor, zesilovač a napěťově řízený oscilátor (VCO) a je kombinací analogové a digitální technologie v jednom balení. PLL se používají pro dekódování tónů, demodulaci signálů AM a FM, násobení frekvence, syntézu frekvence a mnoho dalších aplikací.

PLL již dlouhou dobu přestává být výsadou profesionálů. S příchodem PLL čipů na trh začínají radioamatéři stále častěji používat tato zařízení ve svých návrzích.

Praktické použití PLL se stává módou mezi radioamatéry - konstruktéry a snaží se PLL integrovat do jakéhokoli radiotechnického produktu, i když v některých případech je výsledkem zhoršení výkonu. Jde o to, že PLL je hlučný. Některé čipy PLL jsou méně hlučné, jiné jsou hlučnější, ale stále jsou hlučné, protože schopnost vytvářet šum je zabudována do samotného základu PLL.

Pokusme se pochopit základy provozu PLL. Na Obr. Obrázek 7.6 ukazuje klasické blokové schéma PLL.

Hlavní součásti PLL jsou: fázový detektor, dolní propust, zesilovač signálu a VCO (Voltage Controlled Oscillator). Když tyto komponenty spolupracují, vytvářejí to, co se nazývá „řídicí smyčka PLL“.

Fázový detektor- zařízení, které porovnává dvě vstupní frekvence (z nichž jedna je referenční) a generuje výstupní signál úměrný jejich fázovému rozdílu (pokud se např. frekvence liší, pak se na výstupu objeví periodický signál na rozdílové frekvenci) . Li fвx ne rovné fgun, pak se na výstupu fázového detektoru objeví signál.

Tento signál jde do dolní propusti a poté do zesilovače. Filtrováno a zesílený signál chyba fáze ovlivní frekvenci VCO a změní ji ve směru ploutví. Za normálních podmínek VCO rychle „uzamkne“ frekvenci žeber a udržuje konstantní fázový posun vzhledem ke vstupnímu signálu.
Pokud je PLL použit jako násobič kmitočtu, pak se mezi výstup VCO a fázový detektor zapojí dělič kmitočtu hodnotou n, čímž je zajištěno násobení vstupní referenční frekvence fin hodnotou n.

Nejjednodušším fázovým detektorem je digitální detektor, který je EXCLUSIVE OR prvkem, jehož schematické znázornění je na Obr. 7,7 "b". Na Obr. Obrázek 7.7 „a“ schematicky ukazuje, jak je generován signál na výstupu PD. Na Obr. Obrázek 7.7 „c“ ukazuje závislost výstupního napětí na fázovém rozdílu při použití dolní propusti a obdélníkové vstupní vlny s pracovním cyklem 50 %.

Fázový detektor XOR vždy generuje výstupní oscilaci, která musí být poté filtrována filtrem regulační smyčky. Tento typ fázového detektoru PLL tedy obsahuje smyčkový filtr, který funguje jako dolní propust pro vyhlazení logického výstupního signálu. V takovém obvodu vždy dochází k určité zbytkové pulzaci a tudíž k periodickým změnám fáze. V obvodech, kde se PLL používá k násobení nebo syntéze frekvencí, se k výstupnímu signálu přidávají také „postranní pásma fázové modulace“. Fázové změny a fázová modulace způsobují jev, kterému říkáme šum oscilátoru.

Dolní propust sestává zpravidla z prvků R a C. V závislosti na počtu prvků a prováděných funkcích mohou být filtry prvního nebo druhého řádu. Různé aktivní obvody dolní propusti na tranzistorech popř operační zesilovače. Pozitivní vlastností takových filtrů je, že aktivní filtry nezavádějí téměř žádný útlum signálu.

Zesilovač
Jako zesilovač můžete použít operační zesilovač jako K140UD7 nebo jiný. Nebo tranzistor diferenciální zesilovače různé složitosti.

Generátor řízený napětím je důležitou součástí PLL. Jeho frekvenci lze řídit pomocí výstupu fázového detektoru. Některé integrované obvody PLL obsahují VCO (například 564GG1). Jako VCO je v zásadě vhodný každý generátor, jehož kmitočet lze ovládat varikapem. Závislost frekvence VCO na řídicím napětí použitém v PLL nemusí být vysoce lineární, ale v případě velké nelinearity se zisk v regulační smyčce bude měnit v souladu s frekvencí signálu a bude muset být větší rezerva stability. být poskytnuty.

Prvek designu PLL
Fázový detektor vytváří chybový signál odpovídající fázovému nesouladu mezi vstupním a referenčním signálem. Frekvenci VCO lze ovládat přivedením vhodného napětí na jeho vstup. Zdá se, že zde můžete udělat totéž jako v jakémkoli jiném zesilovači se zpětnou vazbou a zavést regulační smyčku s určitým koeficientem přenosu. Je tu však jeden podstatný rozdíl. Ve zpětnovazebním zesilovači je veličina řízená zpětnou vazbou stejná nebo alespoň úměrná veličině měřené pro generování chybového signálu.

Systémy PLL provádějí integraci. Měříme fázi a upravujeme frekvenci, ale fáze je integrálem frekvence. Díky tomu se v regulační smyčce objeví fázový posun o 90°.

Takový integrátor zařazený do zpětnovazební smyčky výrazně ovlivňuje činnost obvodu - dodatečné fázové zpoždění 90° na frekvencích, kde se zesílení rovná jednotce, způsobuje samobuzení. Jednoduchým řešením je nezahrnout do obvodu komponenty, které zavádějí dodatečné fázové zpoždění, alespoň na těch frekvencích, kde se zisk blíží jednotce. To je jeden z přístupů a vede k tomu, čemu se říká "okruh prvního řádu".

Blokové schéma smyčky prvního řádu v tomto případě vypadá úplně stejně jako blokové schéma PLL zobrazené dříve (obrázek 7.6), ale bez dolní propusti.
Přestože smyčky prvního řádu jsou v mnoha situacích velmi vhodné, nemají potřebné vlastnosti pro ukládání energie, které by umožnily napěťově řízenému oscilátoru vyhladit šum a kolísání vstupního signálu. Navíc smyčka prvního řádu neudržuje fázový vztah mezi referenčním signálem a signálem VCO konstantní, protože výstup fázového detektoru přímo řídí VCO.

Do „smyčky druhého řádu“ je zavedeno dodatečné nízkofrekvenční filtrování, aby se zabránilo nestabilitě. Takový obvod má vlastnost zařízení pro ukládání energie („setrvačník“) a navíc snižuje „dosah zachycení“ a prodlužuje dobu zachycení.

Téměř všechny systémy používají smyčky druhého řádu, protože ve většině aplikací musí systém PLL poskytovat nízké kolísání báze výstupního signálu a také mít některé vlastnosti paměti nebo „setrvačníku“. Smyčky druhého řádu mohou mít vysoký zisk na nízkých frekvencích, což poskytuje zvýšenou stabilitu (podobně jako výhody vysokého zisku u zesilovačů se zpětnou vazbou).

Vývoj frekvenčního násobiče s PLL
Tvarování frekvence, která je násobkem pevné vstupní frekvence, je jednou z nejběžnějších aplikací PLL. U frekvenčních syntezátorů je kmitočet výstupního signálu tvořen vynásobením kmitočtu stabilizovaného křemenným rezonátorem číslem n, číslo n lze zadat digitálně, tzn. Můžete získat flexibilní zdroj signálu, který lze dokonce ovládat pomocí počítače nebo jednoduchého ovladače.

V v tomto příkladu Zkusme pomocí PLL získat poměrně vysokou frekvenci z rozsahu UHF, stabilizovanou nízkofrekvenčním křemenným rezonátorem. Máme tedy křemenný rezonátor s frekvencí 6,8 MHz, mikroobvod KR193IE6 (dělič 64, pracuje při frekvencích až 1000 MHz) a také mikroobvod KR1564LP5, který použijeme jako fázový detektor.

Začneme standardním obvodem PLL, ve kterém je mezi výstup VCO a fázový detektor zapojen protidělič o n (obr. 7.8).

V tomto diagramu je pro každý funkční blok uveden koeficient přenosu. Při výpočtu smyčky PLL se tyto koeficienty používají k provádění výpočtů stability. Pro výpočet každého z koeficientů přenosu existují speciální vzorce. Celkový zisk smyčky PLL se bude rovnat součinu zisků všech funkčních bloků smyčky.

Na základě výsledků výpočtu hodnoty obecného koeficientu se posuzuje stabilní provoz daného schématu zapojení. Největší potíže při těchto výpočtech pocházejí z výpočtu prvků dolní propusti. Většina radioamatérů, kteří nemají možnost vypočítat stabilitu, musí vybírat komponenty filtru, dokud obvod nefunguje. Zkusme se podívat na účel filtračních prvků. Na Obr. Obrázek 7.9 ukazuje jedno z možných schémat dolní propusti.

Součin R1xC0 určuje dobu vyhlazení obrysu a R0/R1 - tlumení, tzn. žádné přetížení ve frekvenčním skákání. Výběr hodnot může začít s R0 = 0,2 R1. Na Obr. 7.9 „b“ ukazuje schéma s přídavným kondenzátorem C1. Jeden z možné možnosti tento filtr může mít následující údaje: R1 = 10k, R0 = 10k, C0 = 1000 a C1 = 0,033 μm.

Uvažujme schéma zapojení frekvenčního násobiče s PLL, který obsahuje křemenný rezonátor s frekvencí 6,8 MHz, mikroobvod KR193IE6 (dělič 64, pracuje při frekvencích do 1000 MHz) a také mikroobvod KR1564LP5, který budeme používat jako fázový detektor. Na Obr. Obrázek 7.10 ukazuje jedno z možných schémat zapojení násobiče frekvence 64 pomocí PLL, který zahrnuje výše uvedené součástky.

Tento obvod není osvědčený a je mnou prezentován čistě pro účely ilustrace možné verze násobiče pomocí PLL.
Fázový detektor je vyroben na MS DD1 74NS86 (564LP5). Prvek tohoto mikroobvodu DD1.1 slouží k výrobě generátoru s křemenným rezonátorem Z1. Element DD1.3, který pracuje v režimu opakovače, přijímá signál z frekvenčního děliče MS VCO.

Rozdílový signál je detekován na prvku DD1. 2 a je přiváděna do aktivní dolní propusti vyrobené na tranzistorech VT1 a VT2. R10 a C6 jsou doplňkové prvky dolní propusti. Rozdílový signál je přiváděn do varikapu VD1 až R10. VCO je vyroben na tranzistoru VT3 a na VT4 je sestaven vyrovnávací paměť - frekvenční zesilovač VCO. Z VT4 je signál přiváděn přes C14 na výstup a přes horní propust C13Dr1S15 do frekvenčního děliče VCO, vyrobeného na DD2. Z výstupu frekvenčního děliče je signál přiváděn do fázového detektoru přes kondenzátor C16.

O procesu zachycení. Pro provedení procesu „zachytávání“ frekvence je nutnou podmínkou dostatečné napětí chybového signálu za dolní propustí. Vždy byste měli mít na paměti, že dolní propust na LC prvcích zavádí velký útlum signálu. Smyčka prvního řádu bude vždy synchronizována, protože nedochází k žádnému zeslabení chybového signálu při nízké frekvenci. Časování smyčky druhého řádu závisí na typu fázového detektoru a šířce pásma dolní propusti. Fázový detektor XOR má navíc omezený dosah snímání v závislosti na časové konstantě filtru.

Blokovací proces funguje následovně: když signál fázové chyby přiblíží frekvenci VCO k referenční frekvenci, její změny se zpomalí a naopak. Signál nesouladu je proto asymetrický a mění se pomaleji v té části cyklu, během které se fgun přibližuje k fop. V důsledku toho se objeví nenulová průměrná složka, tzn. konstantní složka, která uvádí PLL do synchronizace. Pokud graficky analyzujete řídicí napětí VCO během procesu zachycení, můžete získat něco podobného signálu zobrazenému na obr. 7.11.

Každý proces snímání je jiný a pokaždé vypadá jinak.

O proužku zachycení a sledování. Při použití fázového detektoru XOR je šířka pásma zachycení omezena časovou konstantou dolní propusti. To dává určitý smysl, protože pokud je frekvenční rozdíl velký, chybový signál bude filtrem utlumen natolik, že smyčka nebude nikdy schopna zachytit. Je zřejmé, že zvýšení časové konstanty filtru snižuje šířku pásma zachycení, protože to vede ke snížení zisku smyčky.

Frekvenční multiplikátor na MS12179
MOTOROLA vyrábí sériově PLL čip typu MC12179, který již obsahuje následující komponenty nutné pro vytvoření plnohodnotného PLL obvodu, a to:

Všechny prvky nezbytné pro organizaci provozu externího generátoru s křemennou frekvenční stabilizací;

Fázový detektor;

Dělič kmitočtu 256, který umožňuje použít tento MS jako násobič kmitočtu až do kmitočtů 2500 MHz;

Je zde vstup pro frekvenci VCO a výstup chybového signálu do dolní propusti.

Vezměte prosím na vědomí, že v mikroobvodu není zahrnut žádný dolní propust, v každém jednotlivém případě by měl být navržen v souladu s individuálními požadavky na násobič.

Na Obr. Na obrázku 7.12 je schematický diagram obvodu PLL s mikroobvodem MC12179. Quartz Z1 lze volit v rozsahu od 5 do 11 MHz, přičemž výstupem násobiče lze získat frekvence v rozsahu od 2400 do 2800 MHz. Schémata možných dolnopropustných filtrů jsou na Obr. 7.13.

Jak mi v jednom ze svých dopisů řekl Alexander Pozharsky (RK3DTI), kterému jsem nesmírně vděčný za řadu cenných informací, frekvenční násobič s PLL na MC12179 vytváří šum mnohonásobně menší než násobič podle popsaného obvodu výše se samostatným frekvenčním děličem.

Frekvenční syntezátor na LM7001
V časopise „Radio“ č. 4 pro rok 2003 byl publikován článek Alexeje Temereva (UR5VUL) „VHF frekvenční syntezátor“. Obvod frekvenčního syntezátoru popsaný v tomto článku pro rozsah 145 MHz je vyroben na čipu LM7001J, který používají různé společnosti v domácích rádiích.

Syntezátor je navržen pro provoz v FM transceiverech se střední frekvencí 10,7 MHz. Poskytuje tvorbu signálu s frekvencí 133,3...135,3 MHz v přijímacím režimu a 144...146 MHz ve vysílacím režimu s frekvenčním mřížkovým krokem 25 kHz. Poskytuje také schopnost skenovat v režimu příjmu v celém rozsahu provozních frekvencí.

Syntezátor má energeticky nezávislou paměť pro tři uživatelské frekvence. Má také pevně připojených 9 kanálů opakovače (R0...R8). V režimu vysílání syntezátor provádí frekvenční modulaci RF signálu. Syntezátor je napájen napětím 8...15 V. Spotřeba proudu není větší než 50 mA. Úroveň RF signálu na jeho výstupu při zátěži 50 Ohmů je minimálně 0,1 V. Tato velmi zajímavá konstrukce by měla zajímat nejednoho radioamatéra.

Mikroobvody LM7001J a LM7001JM jsou určeny pro stavbu frekvenčních syntezátorů se systémem PLL používaných v domácích rozhlasových přijímačích. Oba mikroobvody jsou obvodově i parametry totožné a liší se pouze provedením pouzdra - LM7001J má pouzdro DIP16 pro konvenční montáž a LM7001JM pouzdro MFP20 pro povrchovou montáž (oba mikroobvody jsou plastové). Účel kolíků mikroobvodu je uveden v tabulce. 7.1.

Piny Xout a Xin - výstup a vstup zesilovače signálu referenční frekvence; K těmto kolíkům je připojen křemenný rezonátor. CE pin je vstup signálu povolení nahrávání. CL - vstup hodin zápisu. Data – zadávání informací. SC - Syncro Control - řídicí frekvenční výstup 400 kHz. BSout1 -BSout3 - přepínání pásem - ovládání výstupů pro externí zařízení (výstup BSout1 je navíc frekvenčním signálem 8 Hz); Pomocí těchto signálů se přepínají rozsahy Amin a Fmin - vstupy programovatelného frekvenčního děliče, jinými slovy vstupy signálů AM a FM. Pd1 a Pd2 jsou výstupy frekvenčně-fázového detektoru v režimu FM a AM.

Funkční schéma zařízení je na Obr. 7.14.

Sekvence řídicích bitů přicházející na příjem posuvný registr, určuje hodnotu kroku frekvenční mřížky syntezátoru, dělicí koeficient programovatelného frekvenčního děliče, jeho provozní režim a stav výstupů BSout1...BSout3.

Mikroobvod může pracovat se sedmi standardními frekvenčními mřížkovými hodnotami - 1, 5, 9, 10, 25, 50 nebo 100 kHz (s referenční frekvencí oscilátoru 7200 kHz). Sekvence řídicích bitů je zaváděna postupně, počínaje nejméně významným bitem koeficientu frekvenčního dělení programovatelného děliče, který může pracovat ve dvou režimech - AM a FM.

Zařízení pro řízení frekvence generátoru
Elektronický ladicí obvod
Frekvenční ladění hlavního oscilátoru s parametrickou stabilizací kmitočtu se obvykle provádí pomocí proměnného kondenzátoru se vzduchovým dielektrikem. Někdy se používá frekvenční ladění změnou indukčnosti cívky obvodu. Frekvenci hlavních oscilátorů je velmi vhodné upravovat elektronicky – pomocí varicapu nebo ještě lépe varicap matice. Jedno z nejběžnějších schémat elektronického ladění je znázorněno na Obr. 7.15.

Jako matrice jsou zde použity dva samostatné varikapy spojené proti sobě. V důsledku toho je obvod dvou takto zapojených varikapů ekvivalentní obvodu varikapové matice. Díky protizapojení varikapů pro střídavý proud se snižuje závislost frekvence na amplitudě vysokofrekvenčního napětí.

Pokud je použita varicapová matice, lze snadno vypočítat parametry obvodu. Například v matici KVS111B se kapacita změní z 20 na 40 pF, když se předpětí změní z +9 na +2 V. Změna kapacity je 20 pF. Pokud by překrytí frekvence mělo být řekněme 6 %, pak by požadovaná změna kapacity byla 12 % (dvakrát tolik, protože indukčnost smyčky se nemění). Odtud zjistíme celkovou kapacitu obvodu C = 20 pF/0,12 = 167 pF. Indukčnost obvodu se vypočítá pomocí známého Thomsonova vzorce: L = 1/ (2nf)^2C.

Aby nedošlo ke zhoršení frekvenční stability, musí být předpětí varikapů velmi dobře stabilizováno a filtrováno. Je to velmi důležité.
Pro malou restrukturalizaci obvodu můžete místo varikapů použít běžné křemíkové diody. Ale v tomto případě musí být diody vybrány pro požadovaný frekvenční překryv. Faktem je, že ne všechny diody stejného typu mají svou vlastní kapacitu, která se mění o stejnou hodnotu, když se mění blokovací napětí.

Na Obr. Na obrázku 7.16 je znázorněn obvod elektronického posunu frekvence, který se velmi často používá při přepínání z příjmu na vysílání. Například při příjmu by měl generátor produkovat frekvenci 133,3 MHz a při vysílání - 144 MHz.

Varikap je v tomto případě připojen přes malý kondenzátor, protože požadovaný frekvenční posun je malý. V horní poloze přepínače S1 (převodovka) je varikap napájen pevné napětí posuny od děliče R3R4. Při přepnutí na příjem (dolní poloha) se posun změní proměnný odpor R5, posun frekvence. Meze ladění lze zvolit změnou kapacity kondenzátoru C5 nebo poměru odporu děliče R2...R6.

Na Obr. Obrázek 7.17, jako ilustrace k tématu elektronického ladění frekvence, ukazuje obvod pracovního generátoru s jednou z možných možností elektronického ladění frekvence.

Elektronické ladění frekvence se provádí proměnným rezistorem R4. Jako varikapy jsou použity diody VD2 a VD3 typu D220. Místo těchto diod lze také použít mnoho jiných typů diod.

Modulátory pro mikrofony (dynamické a uhlíkové)
Modulátor slouží ke změně vysokofrekvenčních signálů generovaných generátorem pod vlivem signálů s nižší frekvencí. Výsledkem je, že výstup generátoru produkuje v tomto případě frekvenčně modulované elektromagnetické oscilace.

Na Obr. Obrázek 7.18 ukazuje diagram frekvenční modulace hlavního oscilátoru. Jako modulátor je použit jednoduchý předběžný ULF s dynamickým mikrofonem na vstupu a varikapem na výstupu.

Tranzistory VT1 a VT2 slouží k vytvoření dvoustupňového ULF s mikrofonem M1 na vstupu. Z výstupu ULF je zesílený signál přiváděn do varikapu VD1, jehož kapacita se mění pod vlivem do něj dodávaného zvukového signálu, v důsledku čehož se mění kapacitní složka obvodu L1C6. Frekvence ladění obvodu se mění s frekvencí zvuku. Generátor je vyroben podle tříbodového obvodu pomocí tranzistoru VT3.

Na Obr. Obrázek 7.19 ukazuje obvod modulátoru využívající uhlíkový mikrofon. Tento frekvenční modulátor je navržen pro spolupráci s hlavním oscilátorem VHF FM vysílače. Rezistor R1 vybírá množství proudu procházejícího mikrofonem a proměnný odpor R4 nastavuje hodnotu offsetu, což zajišťuje vysoce kvalitní signál. Variabilní kondenzátor SZ a rezistor R4 nastavují optimální režim frekvenční modulace.

Modulátor pro digitální komunikaci
Některé typy digitální rádiové komunikace využívají k získání potřebných informací signály LF. K tomu se používá speciální zařízení zvané „modem“. Slovo „modem“ je svým složením složité slovo a skládá se ze dvou složek – slov „modulátor“ a „demodulátor“.

Modulátor plní funkci modulace frekvence hlavního oscilátoru digitálním signálem a demodulátor funguje jako jakýsi detektor digitálních signálů přijímaných ze vzduchu. Demodulátor byl probrán v kapitole 2.
V této části budu hovořit o návrhu modulátoru, který je použit při návrhu univerzálního modemu MODEM22, určeného pro digitální typy radiokomunikací, který jsem vyvinul.
Popis konstrukce a obvodů modemu MODEM22 lze nalézt v mé knize „Computer at an Amateur Radio Station“ nebo na internetu na adrese http://r3xb.by.ru/.

Četné testy modemu MODEM22 a jeho analogů ukázaly, že tento modem je zdaleka NEJLEPŠÍ mezi ostatními amatérskými vývojovými trendy; kvalitou příjmu signálu předčí mně známé amatérské modemy vyrobené pomocí detektorů na mikroobvodech 564GG1 a 155AG1. mnohonásobně snadné nastavení.

Abyste pochopili roli modulátoru při provozu digitální komunikační rádiové stanice, měli byste vědět, že při provozu digitální komunikace musí rádiová stanice nutně obsahovat počítač. Je to počítač, který vysílá do vysílače digitální signály Jsem ve formě velmi krátkých proudových i bezproudých přenosů. V proudových shlucích je signál charakterizován dobou trvání shluku a hodnotou napětí. U bezproudového shluku je při nulovém napětí přítomna pouze doba trvání tohoto shluku.

Aby tyto počítačové signály mohly ovlivnit hlavní oscilátor vysílače, je zapotřebí modulátor.

Na Obr. Obrázek 7.20 ukazuje blokové schéma modemu, všechny detaily jednotlivých komponent modemu jsou navrženy pro jeho provoz s průměrnou frekvencí cca 2000 Hz. Modem pracuje na audio frekvencích a kombinuje dvě hlavní komponenty - vysílací část (modulátor) a přijímací část (demodulátor).

Modulátor zase obsahuje zařízení pro zapínání a vypínání vysílače a samotný modulátor - zařízení pro dodávání vysílání z tónového generátoru (U1) do varikapu hlavního oscilátoru frekvenčně modulovaného rádiového vysílače (resp. mikrofonní vstup vysílače SSB).

Demodulátor obsahuje pásmovou propust operačního zesilovače (U2), speciální frekvenční detektor (U3) a výstupní uzel (U4). Plánuje se výroba každého z modemových uzlů na samostatné desce, což v budoucnu umožní bezbolestně nahradit neúspěšné uzly.

Modem musí být připojen k počítači přes standardní COM port s rozhraním RS-232-C. Oficiální délkový limit pro připojení stíněného kabelu podle standardu RS-232-C je 15,2 m. V praxi by tato vzdálenost měla být co nejkratší Úrovně napětí na vedeních konektoru pro logickou nulu je třeba uvažovat -12.. .-3 V , pro logickou jednotku +3...+12 V. Nedefinované hodnotě odpovídá interval od -3 do +3 V. Každý COM port má svůj konektor, který může mít buď 25 pinů (DB25) nebo 9 pinů (DB9).

Blokové schéma vlevo ukazuje čísla pinů konektoru COM portu pro aplikační možnosti DB25 a DB9, vpravo jsou vyznačeny zdířky transceiveru (transceiveru), do kterých je přiváděn nebo přijímán signál.

Z pinu 4 (7) konektoru COM portu (dále první číslo označuje konektor s 25 kontakty a číslo v závorce konektor s 9 kontakty) je odebírán signál pro ovládání spínání příjmu vysílače. /přenést. Účelem tohoto kontaktu v systému RS-232-C je požadavek na přenos, název je RTS (Request to send).
Dále přes VD1 a R1 signál jde do tranzistorového spínače vytvořeného na tranzistoru VT1. Cívka z „přijímacího/vysílacího“ relé instalovaného na transceiveru je připojena ke kolektorovému obvodu tohoto tranzistoru. Když je na bázi tranzistoru VT1 přivedeno kladné napětí, relé se aktivuje a zapne transceiver pro přenos.

Blok U1 je tónový generátor, což je v tomto případě modulátor. Signály pro manipulaci s tónovým generátorem jsou odebírány z pinu 20 (4) konektoru. Účelem tohoto kontaktu je připravenost výstupních dat - DTR (Data Terminal Ready).
Z pinu 20 (4) jde signál přes diodu VD2 a rezistor R7 do báze tranzistorového spínače na VT2, na jehož kolektor je připojen vstup elektrického obvodu, přes který je manipulován kmitočet tónového generátoru U1. .

Dále jsou signály manipulovaného tónového generátoru přiváděny do varikapu hlavního oscilátoru frekvenčně modulovaného rádiového vysílače nebo do mikrofonního vstupu vysílače pracujícího v režimu SSB. Generátor generuje vysokofrekvenční tón, když je terminál zapnutý.
Tónový generátor U1, což je modulátor v tomto provedení modemu, je vyroben podle jedné ze známých možností. Schéma tónového generátoru je na Obr. 7.21.

Generátor je vyroben na tranzistorech VT1 a VT2 typu KT315B podle obvodu se zpětnou vazbou přes dvojitý T-můstek, má vysokou stabilitu a celkem dobrou kvalitu signálu při napájení ze stabilizovaného zdroje. Kondenzátory CI, C2 a SZ musí mít toleranci minimálně 10 procent. Operační zesilovač DA1 typ K140UD6 má pásmovou propust, která zlepšuje sinusovost výstupního signálu.

Pro konfiguraci je měřič frekvence připojen k výstupnímu bodu, nastavením R10 se nastaví hodnota dolní frekvence a nastavením R9 (s řídicím vstupním bodem uzavřeným k zemi) se nastaví hodnota horní frekvence. Změnou hodnoty rezistoru R7 můžete upravit kvalitu sinusoidy generovaného signálu (pouze s oscilografickým sledováním). Rezistor R18 dosahuje stejné amplitudy pro vysokofrekvenční a nízkofrekvenční signály.

Nastavení modulátoru
Nastavení modulátoru je velmi jednoduché. Poskytuji potřebné kroky nastavení.

Měli byste začít s nastavením modemu výběrem provozních frekvencí. Při provádění výpočtů byste měli vzít za základ charakteristiky úzkopásmového nízkopásmového filtru instalovaného na vašem rádiu. Předpokládejme, že rádiový přijímač má zářezový filtr se šířkou pásma 3000 Hz a propouští frekvence od 1000 do 3000 Hz. V tomto případě bude průměrná frekvence rovna 2000 Hz. Vezmeme-li v úvahu hodnotu posunu frekvence rovnou 1000 Hz, určíme, že spodní frekvence by měla být 1500 Hz a horní frekvence by měla být 2500 Hz.

Ladění tónového generátoru (viz obr. 7.21) se provádí pomocí frekvenčního měřiče. Měřič frekvence je připojen k výstupnímu bodu generovaného audio signálu. Úpravou hodnoty odporu rezistoru R10 se nastaví hodnota dolní frekvence (1500 Hz) a úpravou R9 (s řídicím vstupním bodem uzavřeným vůči zemi) se nastaví hodnota horní frekvence (2500 Hz).

Změnou hodnoty rezistoru R7 můžete upravit kvalitu sinusoidy generovaného signálu (pouze s oscilografickým sledováním). Rezistor R18 dosahuje stejné amplitudy pro vysokofrekvenční a nízkofrekvenční signály. Pamatujte, že RTTY používá frekvenční odstup 170 Hz, zatímco AMTOR, PACTOR a Packet Radio (300 Baud) pracují s frekvenčním odstupem 200 Hz, Packet Radio (1200 Baud) používá frekvenční odstup 1000 Hz.

Modulátor na MS s PLL. Modemový obvod
Modulátor vyrobený na čipu typu 561GG1 s PLL je součástí modemu, jehož blokové schéma je na Obr. 7.22. Všechny části různých součástí modemu jsou navrženy tak, aby fungovaly v režimu Packet Radio při rychlosti 300 Baud a s průměrnou zvukovou frekvencí přibližně 1000 Hz. Modem pracuje na audio frekvencích a kombinuje dvě hlavní komponenty - vysílací část (modulátor) a přijímací část (demodulátor).

Modulátor obsahuje zařízení pro zapínání a vypínání vysílače a samotný modulátor - zařízení pro odesílání zpráv z tónového generátoru na vstup vysílače. Vlastní generátor je označen jako U1, koncový stupeň generátoru je U1.1. Demodulátor obsahuje pásmovou propust operačního zesilovače (U2), speciální frekvenční detektor (U3) a výstupní uzel (U4). Obvody související s demodulátorem nejsou pro naše téma relevantní a nebudou brány v úvahu.

Tónový generátor
Tónový generátor U1 je znázorněn na Obr. 7.23.

Samotný generátor zvukové frekvence vyrobeno na čipu s PLL 561GG1 (564GG1). Rezistory R1 a R2 nastavují požadované frekvence. Čip 561IR2 obsahuje jednotku, která plní funkci tvarovače sinusoidy. Pro účely vytvoření sinusoidy se používají rezistory R4, R5, R6, R7.
Pro zlepšení frekvenční charakteristiky Pro generování generovaného signálu je ke generátoru přidána kaskáda U1.1 na tranzistoru KT315, která slouží jako dolní propust a umožňuje upravit amplitudu výstupního signálu. Schéma této kaskády je na Obr. 7.24.

Nastavení modulátoru
Vyrobený modulátor by měl být pečlivě nakonfigurován. Nastavení se provádí v několika fázích.

S nastavováním modulátoru byste měli začít výběrem provozních frekvencí. Charakteristiky úzkopásmového (telegrafního) filtru lze použít jako základ pro výpočty. Předpokládá se, že bude fungovat se všemi typy digitální komunikace. Předpokládejme, že rádiový přijímač na vaší stanici má zářezový filtr se šířkou pásma 300 Hz a propouští frekvence od 1000 do 1300 Hz. V tomto případě bude průměrná frekvence rovna 1150 Hz. Vezmeme-li v úvahu hodnotu posunu frekvence rovnou 200 Hz, určíme, že spodní frekvence by měla být 1050 Hz a horní frekvence by měla být 1250 Hz. U satelitní varianty by spodní frekvence měla být přibližně 1500 Hz a horní frekvence 2500 Hz s frekvenčním odstupem 1000 Hz.

Dále nakonfigurujeme tónový generátor (viz obr. 7.23). Pro konfiguraci je měřič frekvence připojen k výstupnímu bodu, nastavením R1 se nastaví hodnota spodní frekvence (například 1050 Hz) a nastavením R2 (se „vstupním“ bodem uzavřeným k zemi) se nastaví hodnota horního frekvence (například 1250 Hz). Amplituda výstupního signálu by měla být měřena voltmetrem připojeným k výstupu tónového generátoru.

Tím je nastavení samotného modulátoru dokončeno.

Používané varikapy
Většina obvodů v této kapitole používá varikapy. Provedení varicapu může být: kovové, kov-sklo nebo plastové utěsněné pouzdro se skleněnými izolátory a pružnými nebo pevnými přívody a šroubem pro upevnění. Varicaps KV102A - KV102D a KV104A - KV104E mají bezrámové provedení. Varikapy KV109A - KV109G a varikapové matrice KVS111A a KVS111B jsou vyráběny v plastovém pouzdře.

Pájení a ohýbání vývodů je povoleno ne blíže než 5 mm od těla. Je zakázáno rušit zakončení vývodů diod s otevřeným rámem. Pro zvýšení spolehlivosti se doporučuje zvolit zatížení nepřesahující maximum 0,7-0,8. Pracovní pozice - libovolná. Hlavním účelem je fungovat jako laditelný kontejner.

Varicaps KV102A - KV102D mají kladný pól, označený oranžovou tečkou. Varicapové matrice KVS111A a KVS111B mají kladný vývod, označený barevnými tečkami: KVS111A bílá, KVS111B oranžová. Ohýbání vodičů je povoleno ne blíže než 1,5 mm od těla s poloměrem ohybu nejméně 1,5 mm.
Varicap matrice jsou určeny k použití jako ladicí kondenzátory v přijímačích VHF a voličích TV kanálů.

Parametry varikapů jsou uvedeny v tabulce. 7.2.

Literatura:
1. V. Polyakov „Transceivery s přímou konverzí“, Moskva, DOSAAF, 1984.

Myšlenka na vytvoření jednoduchého, vysoce kvalitního a kompaktního násobiče frekvence se zrodila, když jsem potřeboval zvýšit referenční frekvenci hodinového generátoru pro DDS generátor AD9956 od 10 MHz do 100 MHz. Začal jsem zvažovat různé možnosti a pak jsem narazil na mikroobvod ICS601-01 (cena na Ali ~ 5-6 $). Tento čip pro povrchovou montáž pracuje se vstupní frekvencí 10 MHz až 27 MHz a násobí ji maximálně na 157 MHz. Koeficient násobení je navíc nastaven externími 4 nohami generováním kódu digitálního zisku, což je velmi výhodné, pokud potřebujete rychle změnit výstupní frekvenci. Výstupní signál je obdélníkový, což je plus pro taktování digitálních obvodů.

Když jsem však otevřel datasheet, neviděl jsem obvyklé schéma standardní projekt. V tuto chvíli se zrodil nápad napsat tento článek.

Takže pinout mikroobvodu je znázorněn na obrázku níže.

Dal jsem si pauzu od celého internetu a po prohrabání fór bylo rozhodnuto sestavit násobilku podle následujícího schématu níže. Potřeboval jsem poskytnout dva východy, ale ten druhý možná nepoužijete. Rezistory R2, R3 mají každý 33 Ohmů, tato hodnota je doporučena výrobcem. Hodnota rezistoru R1 není kritická, zkratuje pin REFEN k zemi a tím vypíná výstup REFOUT s vyrovnávací frekvencí (osobně jsem ji nastavil na 1 kOhm). Všechny kondenzátory v obvodu jsou standardní, C1, C2 a C3 výrobce doporučuje hodnoty 10, 0,1, 0,01 μF a kondenzátory C4 a C5 jsou typické kondenzátory stabilizátoru 7805. Vlastní stabilizátor není nutné instalovat, je docela možné napájet obvod 5 V zvenčí, ale rozhodl jsem se tak . Napájení mikroobvodu také není kritické, od 3 do 5 voltů.

Obecně nic složitého, kód digitálního koeficientu se nastavuje pomocí dip přepínačů, ale nic vám nebrání udělat tvrdé propojky.

Deska byla snadno položena na jednu vrstvu, druhá byla vyplněna mnohoúhelníkem zeminy. Výsledný diagram byl odeslán do Číny. K článku přikládám projekt Gerber.

V důsledku toho jsem po několika týdnech obdržel svou objednávku a začal s montáží a testováním. Níže uvedená fotografie ukazuje sestavený multiplikátor.

Po instalaci jsem začal testovat činnost násobiče. Pro názornost přikládám fotografie oscilogramů.

Výsledky násobilky mě velmi potěšily. Doporučuji, aby se zájemci o tento mikroobvod podívali na celou řadu mikroobvodů ICS601. Různé multiplikační čipy s různými doplňkovými funkcemi.

Doufám, že článek někomu pomůže. Stabilní frekvence pro všechny!

Seznam radioprvků

Označení	Typ	Označení	Množství	Můj poznámkový blok
D1	Násobitel/dělič	ICS601-01	1	Do poznámkového bloku
U1	Lineární regulátor	LM7805	1	Do poznámkového bloku
R1	Rezistor	1 kOhm	1	Do poznámkového bloku
R2, R3	Rezistor	33 ohmů	2	Do poznámkového bloku
C1	Kondenzátor	0,01 uF	1	Do poznámkového bloku
C2	Kondenzátor	0,1 uF	1	Do poznámkového bloku
C3	Kondenzátor	1 uF	1	Do poznámkového bloku
C4	Kondenzátor	10 uF	1

1. Úvod

2. Přehled metod řešení podobných problémů

3. Výběr zdůvodnění a předběžný výpočet statického diagramu

4. Popis principu činnosti blokového schématu

5. Popis elektrického obvodu a elektrické výpočty

6. Výpočet na počítači

7. Závěr

8. Reference

9. Seznam prvků pro elektrické schéma

1. Úvod

Frekvenční multiplikátory, nebo jak se jim v podrobnější podobě říká, systémy pro generování diskrétní sady frekvencí, jsou v současné době velmi rozšířené v široké škále typů elektronických zařízení.

Indukční pece s vysokofrekvenčními proudy, rádiová komunikace, radionavigační a radarové systémy, obvody pro potlačení rušení, systémy řízení otáček motoru - to není úplný seznam aplikací pro násobiče frekvence.

První vývoj násobičů frekvence se datuje do 30. a 40. let 20. století.

V elektrotechnice a elektronice násobič frekvence nazývané radioelektronické zařízení určené k několikanásobnému zvýšení celého čísla N kmitočet periodických elektrických kmitů do něj dodávaných v daném kmitočtovém rozsahu s požadovanou stabilitou a kvalitou výstupního signálu.

Hlavní parametr - koeficient násobení frekvence N , definovaný jako poměr frekvence výstupního signálu ke vstupní frekvenci:

(1.1)

Charakteristickým znakem násobičů frekvence je stálost N při změně (v určité konečné oblasti) frekvence vstupního signálu, ale i parametrů samotného násobiče (například rezonanční frekvence oscilačních obvodů nebo rezonátorů zařazených do násobiče frekvence), tzn. V multiplikátoru frekvence zůstává relativní nestabilita frekvence oscilací během násobení konstantní. Tato důležitá vlastnost umožňuje použití frekvenčních multiplikátorů pro zvýšení frekvence stabilních oscilací v různých radiových vysílacích, radarových, měřicích a jiných instalacích; kde N může dosáhnout 10 nebo více.

Hlavním problémem při návrhu násobičů frekvence je snížení fázové nestability vstupních kmitů (vzhledem k náhodnému charakteru jejich fázových změn), což vede ke zvýšení relativní nestability výstupní frekvence oproti odpovídající hodnotě na vstupu.

Nejběžnější násobiče frekvence se skládají z nelineárního zařízení (například tranzistor, varikap, cívka s feritovým jádrem) a jeden nebo více elektrických filtrů. Nelineární zařízení mění tvar vstupních kmitů, v důsledku čehož se na jeho výstupu objevují ve spektru kmitů složky s frekvencemi, které jsou násobky vstupní frekvence. Tyto komplexní kmity jsou přiváděny na vstup filtru, který vybírá součástku s danou frekvencí

, potlačení (nepropuštění) zbytku. Taková zařízení se používají k násobení frekvence harmonických kmitů.

Používají se také násobiče frekvence, jejichž činnost je založena na synchronizaci kmitů oscilátoru. V takových zařízeních jsou oscilace buzeny frekvencí

, který se stane přesně rovným pod vlivem oscilací přicházejících na vstup s frekvencí. Nevýhodou těchto frekvenčních násobičů je relativně úzké pásmo hodnot, při kterém je možná synchronizace.

Na rozdíl od konvenčních frekvenčních násobičů mohou násobiče fázového posunu poskytovat spektrálně čistý výstupní signál, který nevyžaduje filtrování. Použitím širokopásmových obvodů fázového rozdílu pro rozdělení fází je možné implementovat frekvenčně nezávislé násobiče pracující v rozsahu, který pokrývá mnoho oktáv.

V současné době byly identifikovány následující hlavní metody pro konstrukci multiplikátorů frekvence:

– nepřímý založené na systémech pulzně-fázové smyčky (PLL);

– rovný použití filtračních prvků na bázi povrchových akustických vln;

– digitální na základě výpočetních postupů.

Je třeba poznamenat, že frekvenční multiplikátory s IPLF patří mezi extrémně dynamické, vyvíjející se systémy pro generování diskrétní sady frekvencí. Rozhodující roli v tomto případě hrají nejdůležitější výhody frekvenčních multiplikátorů a IPLL, jako je schopnost implementovat kvalitní spektrální a přijatelné dynamické charakteristiky s dobrými celkovými, energetickými a dalšími ukazateli.

2. Přehled metod řešení podobných problémů

Podívejme se na některé obvody a metody pro konstrukci násobičů frekvence. Proces násobení frekvence na nelineárním prvku je následující: vstupní signál působí na nelineární prvek nebo na nelineární rezonátor, v důsledku čehož se sinusové kmitání změní na periodické nesinusové kmitání, které odpovídá nekonečné řadě sinusových složek. Rezonátor pak vybere složku, na kterou je naladěn, takže na výstupu převládá vybraná harmonická nad všemi ostatními.

Velikost bočních harmonických je dána činitelem kvality rezonátoru a pro jejich snížení je nutné zvýšit činitel jakosti rezonátorů. Hodnota činitele jakosti rezonátorů, zejména na dlouhých a krátkých vlnách, je však omezená a v tomto případě se pro tlumení bočních harmonických používají speciální filtry nebo různé vyrovnávací stupně.

Hlavním ukazatelem násobiče frekvence na pasivním nelineárním prvku je faktor účinnosti η, který je chápán jako poměr výkonu N-té harmonické v zátěži.

na výkon spotřebovaný z budiče:

Tak nízké hodnoty účinnosti vzhledem k tomu, že díky usměrňovacím vlastnostem nelineárního aktivního odporu se většina výkonu budiče přemění na výkon stejnosměrný proud a uvolňuje se v obvodu předpětí.

Pokud se pro obvody násobení frekvence použije nelineární reaktance, pak díky absenci výkonových ztrát v takovém nelineárním prvku s ideální filtrací ve vstupních a výstupních obvodech je účinnost násobitel se bude rovnat.

Nelineární kapacita se obvykle používá jako nelineární reaktance v násobičích frekvence p -n přechod.

Obrázek 2.1. Blokové schéma násobiče frekvence založeného na nelineárním prvku. 1 – filtr naladěný na harmonickou blízkou první; n – filtr laděný na n-tou harmonickou.

Princip činnosti násobičů využívajících posouvače fáze je znázorněn na obr. 2.2. Frekvence sinusovky se vynásobí N dělením vstupní napětí na N různých fázích, stejně vzdálených od sebe v rozsahu 360°. N signálů s různými fázemi řídí N tranzistorů pracujících v režimu třídy C, jejichž výstupní signály jsou kombinovány tak, aby vytvořily impuls každých 360°/N stupňů. Při použití N tranzistorů může být výkon vstupního signálu N násobkem výkonu potřebného k nasycení tranzistoru.

Obrázek 2.2. Blokové schéma frekvenčního násobiče pomocí fázových posuvníků.

Obvod jednoduchého násobiče frekvence s proměnným multiplikačním faktorem a tuhou synchronizací výstupních signálů vzhledem ke vstupním signálům je na Obr. 2.3. Skládá se z pulzního generátoru na třech invertorech DD1.1-DD1.3 a synchronizačního stupně na tranzistoru VT1.

Pokud nejsou k dispozici žádné vstupní hodinové impulsy, multivibrátor na DD1.1-DD1.3 pracuje v normálním režimu. Pokud generátor používá mikroobvod se dvěma ochrannými diodami na vstupu, je doba nabíjení kondenzátoru C1 pro jakoukoli polaritu stejná a perioda pulzu bude 1,4 R3 C1 a frekvence f bude 0,7/(R3 C1).

Při příchodu kladných impulsů o frekvenci F vstupu na vstup VT1 (obr. 2.3) se tranzistor otevře v okamžicích t 1, t 3, což vede k přerušení procesu periodického dobíjení. Po jeho uzavření od okamžiku t 2, t 4 je proces generování obnoven Generátor generuje impulsy synchronní vzhledem ke vstupním s frekvencí

F out = kF in, (2.3)

Obrázek 2.3. Schematické schéma násobiče frekvence s tvrdou synchronizací.

kde k je proměnný multiplikační koeficient určený prvky R3, C1 a Fin je frekvence vstupních impulsů.

Jako prvky DD1 lze použít libovolné invertorové mikroobvody řady K176, K561, KR1561. Prvky DD1.1, DD1.2 mohou být navíc bez inverze (vyrovnávací paměti) nebo s hysterezí (spouštěče Schmitt) Tranzistor řady KT315 lze nahradit jiným podobným.

Toto zařízení, je-li přiváděno na vstup horizontálními televizními snímacími frekvenčními impulsy, umožňuje vybrat přesně definované úseky rastrového řádku pro generování nebo čtení informací.

Frekvenční násobič lze navrhnout i na rezonančním zesilovacím stupni. Rezonanční zesilovač je zesilovač, jehož zátěží je rezonanční obvod naladěný na frekvenci zesilovaného signálu. Pro ladění v obvodu se používá proměnná reaktance. Rezonanční zesilovače jsou selektivní vysokofrekvenční zesilovače. V radiotechnice mají izolovat ze vstupních signálů s různými frekvencemi pouze skupiny signálů s podobnými frekvencemi, které přenášejí potřebné informace. Od rezonančních zesilovačů se vyžaduje co nejvyšší zisk, vysoká selektivita a stabilita, nízká hladina šumu, snadné ovládání atd.

Násobení frekvence Toto je proces vytváření vibrací s frekvencí, která je násobkem frekvence původní vibrace.

Násobení frekvence se používá, pokud z nějakého důvodu není možné získat kmit s požadovanou frekvencí (při frekvencích několika set megahertzů a vyšších) nebo pokud je nutné získat kmitání s přesností násobku určité frekvence.

Násobení frekvence lze provést třemi způsoby:

metoda mezního úhlu;
způsob získávání frekvencí pomocí periodické pulzní sekvence (PPS);
způsob získávání více frekvencí pomocí rádiového impulsu.

Metoda mezního úhlu

Tato metoda se používá k získání harmonické vibrace s násobkem frekvence jiné harmonické vibrace. Pro získání kmitání s požadovanou frekvencí je nutné transformovat spektrum vstupního signálu (zavést do spektra nové harmonické složky). Pro transformaci spektra se používá nelineární prvek pracující v režimu cutoff. K tomu se nastaví poloha pracovního bodu pomocí předpětí U 0 mimo proudově-napěťovou charakteristiku prvku (obrázek 26). V tomto případě se prvek otevře až v okamžiku, kdy napětí vstupního signálu Uin dosáhne určité počáteční hodnoty Un. Když Uin odřezávací úhel(q), což se rovná polovině té části periody vstupní oscilace, během které proud protéká nelineárním prvkem, nebo jinými slovy, rovna polovině doby trvání impulsu. Při q=0 není na výstupu prvku žádné napětí, protože prvek je neustále uzavřen. Při q=180° prvek pracuje bez omezení a na výstupu je pozorováno harmonické kmitání a ve spektru tohoto kmitání bude přítomna konstantní složka.

Obrázek 26 - Vysvětlení pracovního režimu nelineárního prvku při násobení frekvence

Mezní úhel lze určit z výrazu

cos ? = (Un— U 0 )/ Hm (36)

kde Um je amplituda vstupního kmitání.

Amplituda výstupních proudových impulsů je určena výrazem

Im = SSt? Hm(1 — cos q) (37)

Spektrum výsledné periodické sekvence obsahuje mnoho složek umístěných na frekvencích, které jsou násobky frekvence vstupního signálu. Amplituda těchto složek je určena výrazem

jsem k= Ak(q) ? Im (38)

kde Im k je amplituda k-té složky spektra odezvy;

a k (q) je koeficient proporcionality pro k-tou složku spektra;

Im je amplituda výstupních proudových impulsů.

Koeficienty a k (q) závisejí na mezním úhlu a jsou určeny Bergovými funkcemi. Grafy Bergových funkcí pro konstantní složku a první tři harmonické jsou uvedeny na obrázku 27.

Obrázek 27 - Grafy Bergových funkcí

Pro určení koeficientů je nutné určit hodnoty a k pro všechny funkce při požadovaném mezní úhlu q. Například je nutné určit koeficienty úměrnosti pro q=80°. Pomocí grafu a 0 určíme koeficient úměrnosti pro konstantní složku při hodnotě q=80°. Je rovna 0 (80°)"0,28. Podobně určíme hodnotu koeficientů a 1 (80°)"0,47 (funkcí a 1), a 2 (80°)"0,24 (funkcí a 2)? a 3 (80°)»0,05 (podle funkce a 3).

Při násobení frekvence je potřeba získat kmit s požadovanou frekvencí co největší amplitudy. To je možné při maximálních hodnotách a k (q). Na druhé straně je maximum a k (q) pozorováno v maximálních bodech odpovídajících Bergových funkcí. Každá funkce má maximum při jednom specifickém úhlu cutoff. Nazývá se mezní úhel, při kterém je pozorována největší amplituda požadované harmonické optimální úhel řezu. Optimální mezní úhel pro druhou harmonickou je tedy q=60° a pro třetí q=40°. Optimální vypínací úhel je nastaven předpětím U 0 .

Tato metoda umožňuje získat vibrace s násobností 2 a 3. To se vysvětluje tím, že amplitudy harmonických složek ve spektru odezvy s velkými čísly mají příliš malou amplitudu. Nastavení požadovaného optimálního mezní úhlu pro tyto komponenty povede ke snížení amplitudy výstupních proudových impulsů a opět k produkci kmitů s velmi malou amplitudou.

Schematický diagram frekvenčního násobiče implementujícího metodu mezního úhlu je znázorněn na obrázku 28.

Obrázek 28 - Schematické schéma násobiče frekvence na tranzistoru

Tento multiplikátor používá bipolární tranzistor VT1 pracující v režimu odpojení kolektorového proudu. Tranzistor je napájen napájecím napětím Ek a předpětím U0. Vstupní napětí je přiváděno přes oscilační obvod L1 C1. Oscilační obvod se používá pro získání větší stability vstupní kmitací frekvence, tj. tak, aby tranzistorový vstup přijímal kmit obsahující pouze jednu harmonickou na požadované frekvenci a tím se eliminovalo zkreslení výsledného kmitání. Tranzistor transformuje spektrum vibrací. Poté je harmonická s požadovanou frekvencí izolována oscilačním obvodem L2 C2, použitým jako pásmovým filtrem.

Charakteristikou násobiče frekvence je multiplikační faktor, ukazující, kolikrát frekvence výstupních oscilací převyšuje frekvenci vstupních oscilací

Ku=fout/ploutev(39)

Jak bylo uvedeno výše, multiplikační faktor tohoto násobiče nepřesahuje 3. Pro získání Ku>3 je nutné použít vícestupňové násobiče (sériové zapojení několika násobičů). Například pro získání Ku=6 je nutné zapojit dva násobiče s Ku=2 a Ku=3 do série.

Metody frekvenčního násobení pomocí PPI a rádiového pulzu

Metoda pro získání více frekvencí pomocí PPI je založen na skutečnosti, že spektrum periodické sekvence již obsahuje harmonické složky na více frekvencích signálu, tj. násobky první harmonické (obrázek 29). Ze spektra je tedy nutné izolovat pouze harmonickou s požadovanou frekvencí. Pro získání vibrací s větší amplitudou je nutné izolovat harmonické složky prvního laloku spektra a amplituda složek klesá méně, pokud je počet složek v laloku větší. Pro násobení frekvence se tedy používají periodické sekvence s pracovním cyklem větším než 14.

Tato metoda umožňuje zvýšit frekvenci kmitání desítkykrát.

Způsob získání více frekvencí pomocí rádiového impulsu spočívá ve vynásobení původního kmitu dalším vysokofrekvenčním harmonickým kmitáním, t.j. harmonická nosná je modulována pulzním kmitáním. V tomto případě se spektrum pulzního kmitání přenese do frekvenčního rozsahu harmonického kmitání, což má za následek vznik rádiového impulsu. Poté se ze spektra přijímaného rádiového impulsu izoluje harmonická s požadovanou frekvencí. Tato metoda umožňuje získat kmitání s frekvencí stokrát vyšší, než je frekvence původního kmitání.

Obrázek 29 - Násobení frekvence pomocí PPI: a) původní PPI s frekvencí fs a pracovním cyklem 17; b) spektrum SPI; c) výsledné kmitání o frekvenci 10fs

1. Úvod

2. Přehled metod řešení podobných problémů

3. Výběr zdůvodnění a předběžný výpočet statického diagramu

4. Popis principu činnosti blokového schématu

5. Popis elektrického obvodu a elektrické výpočty

6. Výpočet na počítači

7. Závěr

8. Reference

9. Seznam prvků pro elektrické schéma

1. Úvod

První vývoj násobičů frekvence se datuje do 30. a 40. let 20. století.

Hlavní parametr - koeficient násobení frekvence N , definovaný jako poměr frekvence výstupního signálu ke vstupní frekvenci:

Používají se také násobiče frekvence, jejichž činnost je založena na synchronizaci kmitů oscilátoru. V takových zařízeních jsou oscilace buzeny s frekvencí, která se stane přesně stejnou pod vlivem oscilací s frekvencí přicházející na vstup. Nevýhodou těchto frekvenčních násobičů je relativně úzké pásmo hodnot, při kterém je možná synchronizace.

V současné době byly identifikovány následující hlavní metody pro konstrukci multiplikátorů frekvence:

– nepřímý založené na systémech pulzně-fázové smyčky (PLL);

– rovný použití filtračních prvků na bázi povrchových akustických vln;

– digitální na základě výpočetních postupů.

2. Přehled metod řešení podobných problémů

Hlavním ukazatelem násobiče frekvence na pasivním nelineárním prvku je faktor účinnosti η, který je chápán jako poměr výkonu N-té harmonické v zátěži k výkonu odebíranému z budiče:

Tak nízké hodnoty účinnosti vzhledem k tomu, že díky usměrňovacím vlastnostem nelineárního aktivního odporu se většina výkonu budiče přemění na výkon stejnosměrného proudu a uvolní se v obvodu předpětí.

Nelineární kapacita se obvykle používá jako nelineární reaktance v násobičích frekvence p -n přechod.

Obrázek 2.1. Blokové schéma násobiče frekvence založeného na nelineárním prvku. 1 – filtr naladěný na harmonickou blízkou první; n – filtr laděný na n-tou harmonickou.

Princip činnosti násobičů využívajících posouvače fáze je znázorněn na obr. 2.2. Frekvence sinusové vlny se vynásobí N rozdělením vstupního napětí do N různých fází stejně vzdálených od sebe v rozsahu 360°. N signálů s různými fázemi řídí N tranzistorů pracujících v režimu třídy C, jejichž výstupní signály jsou kombinovány tak, aby vytvořily impuls každých 360°/N stupňů. Při použití N tranzistorů může být výkon vstupního signálu N násobkem výkonu potřebného k nasycení tranzistoru.

Obrázek 2.2. Blokové schéma frekvenčního násobiče pomocí fázových posuvníků.

F out = kF in, (2.3)

Obrázek 2.3. Schematické schéma násobiče frekvence s tvrdou synchronizací.

kde k je proměnný multiplikační koeficient určený prvky R3, C1 a Fin je frekvence vstupních impulsů.

V rezonančních zesilovačích lze tranzistor sepnout pomocí OE, OB a OK. Ve většině případů se používá obvod s OE, poskytující maximální výkonový zisk s nízkou hladinou šumu. V některých případech se při frekvencích dostatečně vysokých pro zvolený tranzistor používá obvod s OB. Oscilační obvod v zesilovači lze zapojit pomocí autotransformátoru, dvojitého autotransformátoru, transformátoru a kapacitních obvodů.

Obrázek 2.4. Schéma frekvenčního násobiče na rezonančním zesilovacím stupni.

3. Výběr zdůvodnění a předběžný výpočet statického schématu

Problém zajištění stabilního provozu tranzistorového násobiče je zpravidla obtížnější než u zesilovače, protože složení vyšších harmonických v proudovém impulsu se mění výrazněji než amplituda první harmonické. Vysoká stabilita je možná v obvodech, které používají negativní zpětnou vazbu. Vytvoření zdroje s vysokým vnitřním odporem v násobičích je obtížné, protože k odfiltrování rušivých harmonických složek se obvykle používají paralelní oscilační obvody s vysokým činitelem kvality. Takový obvod pro vyšší harmonické složky vstupního proudu má prakticky nulový odpor a lze jej tedy považovat za zdroj harmonického signálu s nulovým vnitřním odporem, což odpovídá zadání mého předmětu.

Harmonický průběh napětí může být v principu znatelně zkreslen v důsledku bočníkového efektu nelineárního vstupu tranzistoru. Při malých výkonech, při kterých násobič obvykle pracuje, jsou však vstupní odpory tranzistoru dostatečně velké, aby k tomuto efektu nedocházelo.

Blokové schéma násobiče frekvence je na obrázku 3.1

Obrázek 3.1 – strukturální schéma násobič frekvence

Slabý vstupní signál je zesílen pomocí předzesilovacích stupňů. Jejich počet závisí na úrovních jak vstupního signálu, tak signálu, který je potřeba získat na výstupu vícestupňového zesilovače.

Signál zesílený předstupněm je přiváděn do rezonančního stupně, který v režimu silného signálu zesiluje a filtruje třetí harmonickou harmonického signálu přiváděného na vstup. Vstupní sinusoida je tedy vynásobena multiplikačním faktorem N = 3. Výstupní stupeň je navržen tak, aby zesílil převedený signál a přenesl jej s daným výkonem do zátěže. Pro lepší filtraci bočních složek výstupního spektra lze před zátěží připojit rezonanční LC filtr.

Pojďme určit maximální proud protékající zátěží:

(3.1)

Na základě údajů:

(3.2)

Poté přibližný počet předamplifikačních stupňů podle následujícího vzorce:

(3.3)

Pro náš projekt budou stačit dva zesilovací stupně – předběžný a rezonanční. Přibližný zisk pro každou fázi:

Pro výpočet rezonančního a předzesilovacího stupně vybereme tranzistor GT309, který splňuje požadavky na frekvenci a výstupní výkon. Parametry tranzistoru:

– mezní frekvence

Aktuální zisk

Ohm – základní odpor

- saturační proud

Proudový impuls kolektoru

Ztráta výkonu

4. Popis principu činnosti blokového schématu

Protože Podle podmínek úlohy není generátor vstupního signálu a na vstup zesilovače je přímo přiváděna sinusoida daného kmitočtu a amplitudy, pak vstupní zařízení nemusí být v rozvinutém blokovém schématu.

Obvodová implementace stupně předzesilovače je znázorněna na obrázku 4.1. Jedná se o zesilovací obvod založený na bipolárním tranzistoru zapojeném podle obvodu se společným emitorem. Tento obvod jsem zvolil, protože má poměrně velké napěťové a proudové zisky a také velkou vstupní impedanci. Nevýhodou tohoto zapojení je, že fázový posun mezi vstupním a výstupním signálem je 180°, ale položená úloha neindikuje povinné zachování fáze na výstupu, takže tuto nevýhodu lze zanedbat.

Hlavními prvky obvodu jsou zdroj energie, řízený prvek - tranzistor a rezistor. Tyto prvky tvoří hlavní obvod zesilovacího stupně, ve kterém vlivem toku kolektorového proudu řízeného základním obvodem vzniká na výstupu obvodu zesílené střídavé napětí. Zbývající prvky kaskády hrají podpůrnou roli. Kondenzátory se oddělují.

Kondenzátor eliminuje posunování vstupního obvodu kaskády obvodem zdroje stejnosměrného vstupního signálu, což umožňuje za prvé vyloučit tok stejnosměrného proudu zdrojem vstupního signálu po obvodu → → a za druhé zajistit nezávislost na vnitřní odpor tohoto zdroje napětí na základně v klidovém režimu. Funkce kondenzátoru je redukována na průchod střídavé složky napětí do zatěžovacího obvodu a zachování přímé složky.

Obrázek 4.1– schéma zesilovacího stupně se společným emitorem

Rezistory slouží k nastavení klidového režimu kaskády. Protože bipolární tranzistor je řízen proudem, klidový proud spravovaný prvek(v tomto případě proud) vzniká nastavením odpovídající hodnoty klidového základního proudu. Rezistor je navržen tak, aby vytvořil proudový obvod. Spolu s rezistorem poskytuje počáteční napětí na bázi vzhledem ke svorce „+“ napájecího zdroje.

Rezistor je prvek se zápornou zpětnou vazbou určený ke stabilizaci klidového režimu kaskády při změně teploty. Teplotní závislost parametrů klidového režimu je určena závislostí klidového kolektorového proudu na teplotě. Hlavními důvody této závislosti jsou změny teploty počátečního kolektorového proudu, napětí a koeficientu β. Teplotní nestabilita těchto parametrů vede k přímé závislosti proudu na teplotě. Při absenci opatření ke stabilizaci proudu jeho teplotní změny způsobí změnu klidového režimu kaskády, což může vést, jak bude ukázáno dále, k režimu činnosti kaskády v nelineární oblasti charakteristiky tranzistoru. a zkreslení tvaru křivky výstupního signálu. Pravděpodobnost zkreslení se zvyšuje s rostoucí amplitudou výstupního signálu.

Projev negativní zpětné vazby a její stabilizační vliv na proud lze snadno ukázat přímo ve schématu na Obr. 2. Předpokládejme, že se proud zvyšuje vlivem teploty. To se projevuje zvýšením proudu, zvýšením napětí a v důsledku toho snížením napětí. Základní proud klesá, což způsobuje pokles proudu, což vytváří překážku pro vznikající nárůst proudu. Jinými slovy, stabilizační účinek záporné zpětné vazby vytvářené rezistorem se projevuje tak, že změny teploty v parametrech klidového režimu jsou zpětnovazebním obvodem přenášeny v protifázi na vstup kaskády, čímž se zabrání změně proudu, a následně i napětí.

Kondenzátor obchází rezistor střídavý proud, čímž se vyloučí projev negativní zpětné vazby v kaskádě na proměnných složkách. Absence kondenzátoru by měla za následek snížení zesílení obvodu.

Název obvodu "společný emitor" znamená, že střídavá svorka emitoru tranzistoru je společná pro vstupní a výstupní obvody kaskády.

Rezonanční zesilovač je zesilovač, jehož zátěží je rezonanční obvod naladěný na frekvenci zesilovaného signálu. Pro ladění v obvodu se používá proměnná reaktance. Rezonanční zesilovače jsou selektivní vysokofrekvenční zesilovače. V radiotechnice mají izolovat ze vstupních signálů s různými frekvencemi pouze skupiny signálů s podobnými frekvencemi, které přenášejí potřebné informace. Od rezonančních zesilovačů se vyžaduje co nejvyšší zisk, vysoká selektivita a stabilita, nízká hladina šumu, snadné ovládání atd.

V rezonančních zesilovačích lze tranzistor sepnout pomocí OE, OB a OK. V našem případě používáme OE obvod, který poskytuje maximální výkonový zisk s nízkou hladinou šumu. Oscilační obvod v zesilovači lze zapojit pomocí autotransformátoru, dvojitého autotransformátoru, transformátoru a kapacitních obvodů. Neúplné zařazení obvodu do kolektorového obvodu a do zátěže umožňuje vyhnout se nadměrnému zhoršení kvalitativního faktoru obvodu (zejména je-li zátěží nízký vstupní odpor tranzistoru).

Obrázek 4.2– schéma rezonančního zesilovacího stupně

5. Popis elektrického obvodu a elektrické výpočty

Nejprve si spočítejme rezonanční kaskádu.

Počáteční údaje:

Násobící faktor

Abychom zajistili rezervu stability pro chybu výpočtu, nastavili jsme nestabilitu proudu 3. harmonické 𝛿 já= 10 %. Z grafu na Obr. 5.1 se zvoleným řídicím napětím je taková stabilita zajištěna při

0,4 ≤ cosλ ≤ 0,6 (5,2)

Kde λ – úhel uzavření

Obrázek 5.1– Graf harmonického poměru, nestability proudu a Bergova koeficientu versus závěrný úhel pro frekvenční tripler

Vezměme v úvahu maximální přípustné parametry tranzistoru:

Kde je kolektorové napětí

Hodnota napájecího napětí

Z grafu na Obr. 5.1:

> 0,4 (5.10)

Poté konečně nastavíme úhel uzavření:

Vypočítejme odpor zpětné vazby:

Z Obr. 5.3 pro nízkofrekvenční aproximaci (volíme ωτ=1, protože v provozních režimech konstantní složka málo závisí na frekvenci a při zvolené hodnotě ωτ=1 nepřesahuje chyba 10 %) při 0,55. Pojďme si vybrat.

Obrázek 5.3– závislost koeficientu na

MHz je minimální provozní frekvence.

Na základě toho vypočítáme separační nádrže:

Provozní frekvence:

Pojďme určit vstupní odpor kaskády:

– relativní rozladění (6.3)

Závěr

V našem práce v kurzu vypočítali jsme frekvenční multiplikátor s multiplikačním faktorem 3 a se vstupním signálem

Výsledný obvod se skládá ze dvou zesilovacích stupňů s multiplikačními faktory 25 a 42,6 a výstupní pásmovou propustí s jakostním faktorem 20.

Po analýze amplitudově-frekvenčních a fázově-frekvenčních charakteristik mohu dojít k závěru, že výsledné zařízení splňuje zadané konstrukční podmínky a může být použito pro inženýrské účely.

8. Literatura

1. Valitov R.A. - rádiová vysílací zařízení na bázi polovodičových zařízení.

2. Lake San Marcos - Frekvenční multiplikátor na fázových posunovačích.

3. I. Zabelin - Radiomagazín, 8. číslo, 1999.

4. L.N. Bocharov - Výpočet elektronických zařízení.

5. I.I. Chetvertkov - adresář rezistorů.

6. M.N. Dyakonov - průvodce elektrickými kondenzátory.

7. V.G. Basov - návrh hřiště.

8. V.G. Basov – poznámky z přednášek.

Podobné články