AMn · PSK · QAM · FSK · GMSK
OFDM COFDM TCM Pulsna modulacija AIM · DM · ICM · ΣΔ · PWM· CHIM · FIM Proširenje spektra FHSS DSSS Vidi također: Demodulacija

Modulacija širine impulsa(PWM, engleski) Pulsno-širinska modulacija (PWM)) - aproksimacija željenog signala (više nivoa ili kontinuiranog) stvarnim binarnim signalima (sa dva nivoa - on/off), tako da su u prosjeku u određenom vremenskom periodu njihove vrijednosti jednake. Formalno se može napisati ovako:

,

Gdje x(t) - željeni ulazni signal u granici od t1 to t2, i ∆ T i- trajanje i th PWM impulsa, svaki sa amplitudom A. ∆T i bira se na način da su ukupne površine (energije) obje veličine približno jednake u dovoljno dugom vremenskom periodu, a prosječne vrijednosti količina u tom periodu su također jednake:

.

Kontrolirani "nivoi", u pravilu, su parametri snage elektrane, na primjer, napon impulsnih pretvarača / regulatora konstantnog napona / ili brzina elektromotora. Za impulsne izvore x(t) = U konst stabilizacija.

Glavni razlog za uvođenje PWM-a je poteškoća u obezbjeđivanju proizvoljnog napona_(električni). Postoji nešto osnovno konstantan napon napajanje (na mreži, iz baterija itd.) i na osnovu njega potrebno je nabaviti niže proizvoljno i koristiti ga za napajanje elektromotora ili druge opreme. Najjednostavnija opcija je razdjelnik napona, ali ima smanjenu učinkovitost, povećanu proizvodnju topline i potrošnju energije. Druga opcija je tranzistorsko kolo. Omogućava vam podešavanje napona bez upotrebe mehanike. Problem je što se tranzistori najviše zagrijavaju kada su poluotvoreni (50%). A ako još uvijek možete "živjeti" s takvom efikasnošću, onda oslobađanje topline, posebno u industrijskim razmjerima, dovodi cijelu ideju do nule. Zbog toga je odlučeno da se koristi tranzistorsko kolo, ali samo u graničnim stanjima (uključeno/isključeno), a rezultirajući izlaz treba izgladiti LC krugom (filterom) ako je potrebno. Ovaj pristup je energetski vrlo efikasan. PWM se široko koristi svuda. Ako čitate ovaj članak na LCD monitoru (telefon/PDA/... sa LCD pozadinskim osvjetljenjem), tada se svjetlina pozadinskog osvjetljenja kontrolira pomoću PWM-a. Na starijim monitorima možete smanjiti svjetlinu i čuti kako PWM počinje da škripi (vrlo tiho škripanje frekvencije od nekoliko kiloherca). Glatko trepćuća LED svjetla također "škripe", na primjer, u laptopima. PWM bip može se vrlo dobro čuti noću u tišini.

Možete čak koristiti i COM port kao PWM. Jer 0 se prenosi kao 0 0000 0000 1 (8 bitova podataka + start/stop), a 255 kao 0 1111 1111 1, tada je opseg izlaznog napona 10-90% u koracima od 10%.

THORN- pretvarač širine impulsa koji generiše PWM signal na osnovu date vrijednosti upravljačkog napona. Glavna prednost SHIP-a je visoka efikasnost njegovih pojačala, što se postiže korištenjem isključivo u prekidačkom režimu. Ovo značajno smanjuje izlaznu snagu na pretvaraču snage (PC).

Aplikacija

PWM koristi tranzistore (mogu postojati i drugi elementi) ne u linearnom načinu, već u komutacijskom načinu, odnosno tranzistor je uvijek ili otvoren (isključen) ili zatvoren (u stanju zasićenja). U prvom slučaju, tranzistor ima skoro beskonačan otpor, tako da struja gotovo da ne teče u strujnom kolu, i iako ceo napon napajanja pada preko tranzistora, odnosno efikasnost = 0%, u apsolutnom iznosu snaga koju oslobađa tranzistor tranzistor je nula. U drugom slučaju, otpor tranzistora je izuzetno nizak, pa je stoga pad napona na njemu blizu nule - oslobođena snaga je također mala.

PWM princip rada

PWM je impulsni signal konstantne frekvencije i promjenjivog radnog ciklusa, odnosno omjera perioda ponavljanja impulsa i njegovog trajanja. Postavljanjem radnog ciklusa (trajanje impulsa) možete promijeniti prosječni napon na PWM izlazu.

Generiše analogni komparator, čiji se negativni ulaz napaja referentnim signalom u obliku „pile“ ili „trougla“, a pozitivni ulaz se napaja stvarnim moduliranim kontinuiranim analognim signalom. Frekvencija impulsa odgovara frekvenciji "zuba" testere. Taj dio perioda kada je ulazni signal veći od referentnog signala, izlaz je jedan, ispod njega je nula.

U digitalnoj tehnologiji, čiji izlazi mogu imati samo jednu od dvije vrijednosti, aproksimacija željenog prosječnog izlaznog nivoa korištenjem PWM-a je potpuno prirodna. Krug je jednako jednostavan: generira se pilasti signal N-bit brojač. Digitalni uređaji(TSSHIP) rade na fiksnoj frekvenciji, obično mnogo većoj od odziva kontroliranih instalacija ( resampling). Tokom perioda između ivica takta, DSCH izlaz ostaje stabilan, ili je nizak ili visok, u zavisnosti od izlaza digitalnog komparatora, koji poredi vrednost brojača sa nivoom približnog brojača. digitalni signal V(n). Izlaz u više ciklusa takta može se tumačiti kao niz impulsa sa dvije moguće vrijednosti 0 i 1, koji se međusobno zamjenjuju u svakom ciklusu takta T. Frekvencija pojavljivanja pojedinačnih impulsa je proporcionalna nivou signala koji se približava ~ V(n). Jedinice koje slijede jedna za drugom čine konturu jednog, šireg impulsa. Trajanje primljenih impulsa promjenjive širine ~ V(n), višekratnici perioda sata T, a frekvencija je 1/( T*2 N). Niska frekvencija znači dugo, relativno T, periodi konstantnosti signala na istom nivou, što daje nisku uniformnost distribucije impulsa.

Opisano digitalno kolo generacija potpada pod definiciju jednobitne (dvorazinske) impulsno-kodne modulacije ( PCM). 1-bitni PCM se može zamisliti u PWM terminima kao niz impulsa sa frekvencijom od 1/ T i širina 0 ili T. Dostupno preduzorkovanje vam omogućava da postignete prosjek u kraćem vremenskom periodu. Visoka kvaliteta ima tip jednobitnog PCM-a koji se naziva modulacija gustoće impulsa ( modulacija gustine pulsa), koji se još naziva modulacija pulsne frekvencije.

Kontinuirani analogni signal se obnavlja aritmetičkim usrednjavanjem impulsa kroz mnogo perioda pomoću jednostavnog filtera niske frekvencije. Iako obično ni to nije potrebno, budući da elektromehaničke komponente pogona imaju induktivnost, a upravljački objekt (OA) inerciju, impulsi sa PWM izlaza su uglađeni i op-amp, sa dovoljnom frekvencijom PWM-a. signal, ponaša se kao da kontroliše običan analogni signal.

Vidi također

• Vektorska modulacija je vektorska modulacija širine impulsa koja se koristi u energetskoj elektronici.
• SACD je format audio diska koji koristi modulaciju širine pulsa audio signala.

Svaki početnik inženjer elektronike zna kako dobiti konstantan napon iz podloške. Jednostavno je, potrebno je proći PWM kroz niskopropusni filtar (u najjednostavnijem slučaju RC kolo) i na izlazu filtera dobivamo konstantan napon, zar ne?

Zapravo, čini mi se da je sve mnogo interesantnije, kada pokušavate da dobijete konstantan napon iz podmetača, nameću se sledeća pitanja:

Kako odabrati ocjene filterskih elemenata?

Hoće li se podložak potpuno izgladiti ili će ostati mreškanja?

I kako to općenito funkcionira, jer se kondenzator puni i prazni kroz isti otpornik i, u teoriji, ako je faktor punjenja manji od polovine, napon na kondenzatoru će općenito biti nula. Na primjer, naš faktor punjenja je 30%, zatim 30% perioda kada će kondenzator biti napunjen, a 70% će se isprazniti, kroz isti otpornik i na kraju neće ostati ništa na njemu, barem bi neko mogao pomisliti tako.

Provjerimo to u praksi, za to ćemo sastaviti dolje prikazano kolo i spojiti sonde osciloskopa na tačke 1 i 2, Treba napomenuti da je period podloška za red veličine veći od vremenske konstante ovog lanca.

Oscilogram pokazuje da se to zaista događa, koliko brzo se kondenzator punio i isto tako brzo praznio. Kako uopće dobiti konstantan napon od podmetača?

Jedina ideja koja se nameće je da promijenimo vrijednosti RC filtera, povećajmo vrijednost otpornika za red veličine, čime se povećava konstanta RC kola (sada će biti jednaka shim periodu) ili smanjenje granične frekvencije filtera.

Vau, stvari postaju jasnije, imamo stalnu komponentu. Odnosno, greška se uvukla u naše razmišljanje i leži u činjenici da se kondenzator puni od 0 do 63% u vremenu koje je jednako R*C( T), a ispušta od 63% do 5% u više od 2T, ispod su grafikoni koji ovo objašnjavaju.

Grafikoni pokazuju da brzina punjenja i pražnjenja kondenzatora nije konstantna i zavisi od napunjenosti kondenzatora ovo svojstvo nam omogućava da dobijemo konstantan napon od prekidača.

Sada kada smo pronašli grešku u našem razmišljanju, hajde da analiziramo šta se dogodilo u prvom eksperimentu. Poznato je da se potpuno punjenje ili pražnjenje kondenzatora dešava u vremenu koje je jednako 5T, i punjenje do 95% i pražnjenje do 5% za oko 3T. Pošto je vremenska konstanta RC kola (koje smo koristili kao niskopropusni filter) bila mala, tokom jednog perioda uključivanja kondenzator je uspeo da se skoro potpuno napuni i isprazni.

Nakon što smo povećali vremensku konstantu lanca, brzina njegovog punjenja i pražnjenja postala je drugačija. Na primjer, kondenzator je uspio da se isprazni do 63% tokom X Za potpuno pražnjenje potrebno mu je više vremena od 2x. Da biste ovo razumjeli, možete pogledati gornje grafikone.

Dakle, zaključak je da vremenska konstanta RC lanca mora biti jednaka ili veća od shim perioda, tada se potpuno punjenje-pražnjenje kondenzatora neće dogoditi u jednom periodu. Ako povećamo vremensku konstantu RC lanca za red veličine, vrijeme procesa tranzicije će se povećati, a valovitost će se smanjiti. Vrijeme prijelaza je vremenski period tokom kojeg će se napon na kondenzatoru promijeniti od 0 do neke konstantne vrijednosti. Ovaj zaključak je dat radi opšteg razumijevanja.

Sada, otprilike, razumijevajući kako se općenito dobiva konstantan napon od podmetača, prijeđimo na pravi problem.
Potrebno je generirati referentni napon na jednom od ulaza op-pojačala koristeći podlošku i niskopropusni filtar, logička jedinica podloška je 3 volta, frekvencija podloška je 10KHz, dozvoljeni nivo talasanja je 30 milivolti. Pretpostavljamo da ulazi u op-amp ne troše struju kao niskopropusni filter, uzet ćemo filter prvog reda implementiran na RC kolu.

Najlakši način je da uzmete RC lanac u kojem je T dva reda veličine veći od vrijednosti podloška i vidite kakve će talase biti, a zatim odabrati vrijednosti filtera, ali ovo nije ništa drugo do metoda naučnog bockanja, ali ja htio bih sve pošteno izračunati.

Dakle, da bismo napravili iskrenu kalkulaciju, izračunajmo koliko puta signal treba oslabiti, 3000/30 = 100 i pretvoriti ga u decibele, ispada -40dB.

Poznato je da je nagib filtera prvog reda 20 dB/dekada i da slabljenje signala za 40 dB odgovara porastu frekvencije za dve decenije. (20 dB/dekada - smanjenje amplitude za 10 puta (20 dB), uz povećanje frekvencije za 10 puta (dekada).

Znajući da bi granična frekvencija filtera trebala biti dvije decenije (100 puta) manja od frekvencije podmetača, možemo je izračunati 10KHz/100 = 100Hz.

Ocjene filtera se mogu odabrati pomoću dobro poznate formule.

Uzmimo otpor 16K, a kondenzator 100nF.
Hajde da proverimo šta se dešava u praksi, sastavite dole prikazano kolo i povežite na tačke jedan i dva.

I nacrtajmo LFC našeg kola.

Ovaj generator ima pulsni sistem napajanje, koje je jako bučno, to se vidi na drugom kanalu, ali ako se bolje pogleda, vidi se da je amplituda talasa na oscilogramu otprilike 40 mililivolti, odnosno malo drugačija od izračunate, ali to je normalno pošto PWM sadrži više harmonike, koji doprinose doprinosu i opadanju nisu svugdje jednaki 20 dB/dekada, to se može vidjeti u LFC-u. Uprkos
uz neke pretpostavke, ova računica mi se učinila vrlo jednostavnom i razumljivom, jer smo uz pomoć jednostavnog logičkog razmišljanja i školskih formula riješili tako zanimljiv problem. Prilikom rješavanja ovog problema važno je tačno razumjeti fizičko značenje da u suštini nalazimo tačku na frekvencijskom odzivu apstraktnog filtera koja odgovara željenom potiskivanju signala, druga koordinata tačke je frekvencija, ona bi trebala biti jednaka frekvenciji šim. Dakle, nalazimo jednu od tačaka frekvencijskog odziva filtera, koristeći ovu tačku nalazimo graničnu frekvenciju, a znajući to nalazimo vrijednosti filtera, to je sve.

"Dokumentacija" - tehničke informacije po aplikaciji elektronske komponente , karakteristike gradnje raznih radio inženjering I elektronska kola , kao i dokumentaciju o karakteristikama rada sa inženjeringom softver i regulatorna dokumenta (GOST).

Microchip nastavlja da razvija i proizvodi vrhunske proizvode koji korisnicima pružaju veću funkcionalnost, fleksibilnost i pouzdanost. PICmicro mikrokontroleri se koriste u mnogim svakodnevnim uređajima - od mašine za pranje veša i automobilske tehnologije do medicinskih uređaja. Modul Compare, Capture i PWM (CCP), koji se nalazi u mnogim Microchip mikrokontrolerima, koristi se prvenstveno za mjerenje i generiranje impulsnih signala. Poboljšani CCP (ECCP) modul, koji se nalazi u mnogim novim mikrokontrolerima, omogućava dodatne funkcije za formiranje modulacije širine impulsa (PWM). ECCP modul pruža podršku za kontrolu mosnih i polumostnih upravljačkih kola, programabilno vrijeme kašnjenja prebacivanja (kako bi se spriječio protok struje kroz eksterne prekidače za napajanje povezano s njihovim različitim vremenima uključivanja) i mogućnost automatskog isključivanja PWM-a kada vanredne situacije. SSR i ECSR moduli imaju široka područja primjene. Ovaj članak opisuje osnovne principe korištenja ovih modula u svakom načinu rada, kao i "nestandardne" slučajeve upotrebe u praktična rješenja.

Modul za snimanje

U režimu snimanja, 16-bitna vrijednost tajmera (Timer 1) se hvata u registar CCPRxH:CCPRxL kad god se dogodi događaj na CCPx ulazu. Događaj koji treba uhvatiti je naveden u registru CCPxCON:

• svaki pad ulaznog signala;
• svaka ivica ulaznog signala;
• svaka 4. ivica ulaznog signala;
• svaka 16. ivica ulaznog signala.

Modul za snimanje se koristi za mjerenje trajanja između dva događaja, kao što su period, širina impulsa, radni ciklus, itd.

Primjer 1. Mjerenje perioda diskretnog signala (slika 1).

Rice. 1. Mjerenje perioda

1. • oduzmite spremljeno vrijeme (t1) od uhvaćene vrijednosti vremena (t2) i sačuvajte rezultat perioda T;
   • sačuvati uhvaćeno vrijeme t2.

Primjer 2. Mjerenje perioda sa usrednjavanjem rezultata (slika 2).

Rice. 2. Mjerenje perioda sa usrednjavanjem rezultata

Usrednjavanje rezultata merenja je često potrebno kada je ulazni signal šum. CCP modul u Microchip PIC kontrolerima omogućava izvođenje usrednjavanja uz minimalne troškove softvera.

1. Konfigurišemo kontrolne bitove CCPxM3:CCPxM0 (CCPxCON) za hvatanje na svakoj 16. ivici ulaznog signala.
2. Predskaler Timer1 konfigurišemo tako da se tajmer ne prepuni tokom izmerenog vremena.
3. Omogući prekid iz CCP-a (CCPxIE bit).
4. Kada dođe do prekida:
   • oduzmite sačuvano vreme (t1) od snimljene vremenske vrednosti (t2) i sačuvajte rezultat od 16 perioda (168T);
   • sačuvati uhvaćeno vrijeme t2;
   • pomjeramo rezultat za 4 koraka udesno (podjela sa 16) - dobijamo prosječan rezultat za 16 perioda.

Primer 3. Merenje trajanja impulsa (slika 3).

Rice. 3. Merenje trajanja pulsa

1. Konfigurišemo kontrolne bitove CCPxM3:CCPxM0 (CCPxCON) za hvatanje na svakoj ivici ulaznog signala.
2. Predskaler Timer1 konfigurišemo tako da se tajmer ne prepuni tokom merenog impulsa.
3. Omogući prekid iz CCP-a (CCPxIE bit).
4. Na sljedećem prekidu oduzimamo novu uhvaćenu vrijednost od t1. Rezultat će odgovarati trajanju pulsa.

Primjer 4. Mjerenje radnog ciklusa impulsa (slika 4).

Rice. 4. Mjerenje radnog ciklusa impulsa

Tipičan primjer Tamo gdje je potrebna ova vrsta mjerenja je mjerenje ubrzanja. Digitalni akcelerometri obično imaju izlazni signal s radnim ciklusom proporcionalnim ubrzanju uređaja. Radni ciklus se može izmjeriti korištenjem sljedećeg algoritma.

1. Konfigurišemo kontrolne bitove CCPxM3:CCPxM0 (CCPxCON) za hvatanje na svakoj ivici ulaznog signala.
2. Konfigurišemo predskaler tajmera 1 tako da se tajmer ne prepuni tokom vremena TMAX (maksimalna moguća dužina perioda).
3. Omogući prekid iz CCP-a (CCPxIE bit).
4. Kada dođe do prekida, snimamo snimljenu vrijednost tajmera (t1) i ponovno konfiguriramo hvatanje na osnovu pada impulsa.
5. Pri sljedećem prekidu oduzimamo novu uhvaćenu vrijednost t2 od t1. Ovaj rezultat će odgovarati trajanju impulsa (W).
6. Rekonfigurirajmo SSR modul za hvatanje na sljedećoj ivici impulsa.
7. Kada dođe do prekida, oduzimamo novu uhvaćenu vrijednost t3 od t1. Ovaj rezultat će odgovarati periodu (T).
8. Podijelite T vrijednost sa W - dobijamo vrijednost radnog ciklusa.
9. Ponovite str. 4-8 da biste dobili sljedeće vrijednosti radnog ciklusa.

Primjer 5: Mjerenje brzine rotacije kodera.

Rice. 5. Optički enkoder

Može se mjeriti brzina rotacije enkodera na različite načine. Dvije najčešće vrste senzora koje se nalaze u koderima su optički senzor i Hall senzori. Optički enkoderi koriste infracrvenu LED diodu i senzor, kao i točak sa utorima koji moduliraju svjetlosni izlaz (slika 5). Drugi tip koristi osjetljivo magnetno polje Hall senzori, pomoću kojih možete odrediti položaj magneta u elektromotoru ili trajnih magneta pričvršćenih na rotirajući objekt (slika 6).

Rice. 6. Enkoder sa Hall senzorima

Takav senzor proizvodi jedan ili više impulsa po okretaju objekta. Na sl. 7 prikazuje vremenske dijagrame za različite brzine rotacija. Kako se brzina rotacije povećava, period impulsa i njihovo trajanje postaju kraći. Period i trajanje impulsa proporcionalni su brzini rotacije. Za postizanje veće rezolucije, bolje je koristiti senzore s nekoliko impulsa po okretaju. Za opis mjerenja perioda za određivanje brzine rotacije enkodera, pogledajte primjer 1, a metodu za prosječenje mjerenja perioda u primjeru 2.

Rice. 7. Izlaz enkodera pri različitim brzinama rotacije

Primjer 6. Mjerenje perioda analognog signala.

Rice. 8. Krug za mjerenje perioda analognog signala

Mikrokontroler sa ugrađenim analognim komparatorom i CCP ili ECCP modulom može se lako koristiti za merenje perioda analognog signala. Na sl. Slika 8 prikazuje primjer kola koje koristi periferne module kontrolera PIC16F684. Otpornici R3 i R4 postavljaju radni prag komparatora. Kada ulazni signal pređe nivo praga, nivo izlaznog napona komparatora se prebacuje između 0 i 1. Otpornici R1 i R2 postavljaju histerezu kako bi sprečili „odskakanje“ kada su prag i ulazni napon jednaki. Rice. 9 pokazuje efekat histereze.

Rice. 9. Dijagrami u kontrolne tačke

CCP modul je konfiguriran u načinu snimanja za mjerenje perioda na izlazu komparatora.

Uporedite modul

U režimu poređenja, 16-bitne vrijednosti u CCPRx registru se uspoređuju sa stanjem tajmera. Ako dođe do podudaranja, dolazi do prekida i CCPx kontroler daje:

• postavljeno na 1;
• postavljeno na 0;
• stanje se ne menja;
• Konfiguracija modula se mijenja.

Izlazni odgovor je određen bitovima u kontrolnom registru CCPxCON.

Specijalni okidač događaja

Tajmer 1 se obično ne resetuje na 0 kada dođe do prekida od CCP modula u režimu poređenja, osim ako je modul konfigurisan u režimu okidača specijalnih događaja. U ovom načinu rada, kada su vrijednosti tajmera i CCPRx registra jednake, generira se prekid, tajmer 1 se briše i ADC konverzija se automatski pokreće (ako je omogućena).

Rad modula u režimu poređenja sličan je funkciji tajmera u običnoj štoperici. U slučaju štoperice, određeno vrijeme se učitava u sat i odbrojava od postavljenog vremena do nule. Razlika između rada tajmera u režimu poređenja je u tome što se vreme broji od nule do podešene vrednosti. Ova metoda je korisna za izvođenje određenih radnji u preciznim vremenskim intervalima. Normalni način rada tajmera može se koristiti za obavljanje istih funkcija, ali u ovom slučaju tajmer će se morati resetirati svaki put. Način usporedbe također može automatski promijeniti stanje CCPx izlaza.

Primjer 7. Formiranje modulirajućih impulsa za različite formate prijenosa podataka.

Rice. 10. Širina impulsa (PWM)

CCP modul u načinu poređenja može se koristiti za generiranje različitih modulacijskih formata. Na sl. 10-12 prikazuju različite opcije za predstavljanje 0 i 1 u različitim formatima prijenosa podataka. Prijenos podataka je sličan asinhronom prijenosu podataka, koji sadrži START bit, osam bitova informacija i STOP bit. TE vrijeme je osnovni vremenski element u svakom modulacijskom formatu i specificira brzinu prijenosa podataka. Za generiranje TE vremena može se koristiti poseban okidač događaja. Kada dođe do prekida iz CCP-a, potprogram za rukovanje prekidom generira traženi format prijenosa podataka.

Rice. 11. Mančesterska modulacija

Rice. 12. Modulacija pomoću pozicije impulsa

Primjer 8.

Tipično, standardni PWM moduli imaju širinu od 10 bita. SSR modul u režimu poređenja može se koristiti za generisanje PWM sa 16-bitnom preciznošću. Da biste to učinili:

1. Konfigurišemo SSR modul da postavi SSRx izlaz na “0” u režimu poređenja.
2. Omogući prekid sa tajmera 1.
3. Vrijednost perioda upisujemo u Timer1 i njegov predskaler.
4. Postavljamo trajanje impulsa u registru za poređenje CCPRxL i CCPRxH.
5. Postavljamo CCPx izlaz na “1” kada dođe do prekida prekoračenja Timer1. Treba napomenuti da se male vrijednosti trajanja impulsa ne mogu generirati zbog konačnog vremena obrade prekida od Timer1. Ovo ne utiče na period generisanog signala, jer će vreme izvršenja prekida biti isto od perioda do perioda.

Rice. 13. Formiranje 16-bitnog PWM-a

Tajmer1 ima četiri vrijednosti predskalera: 1:1, 1:2, 1:4 i 1:8. Moguća generirana frekvencija izračunava se po formuli:

F PWM = F OSC /(65536 x 4 x predskaler)

Za mikrokontroler koji radi na FOSC = 20 MHz, FPWM frekvencije će biti 76,3 Hz, 38,1 Hz, 19,1 Hz i 9,5 Hz.

Primjer 9: Serijsko mjerenje pomoću ADC-a.

Poseban okidač događaja u režimu poređenja (ako se poklapaju vrednost Timera1 i registra za poređenje CCPRxL i CCPRxH) može generisati periodične prekide i dodatno automatski pokrenuti ADC merenja. Pokažimo na primjeru kako organizirati sekvencijalno ispitivanje ADC-a u jasno definiranim vremenskim točkama.

Rice. 14. Sekvencijalno mjerenje napona

Primjer. Mikrokontroler PIC16F684 radi od internog oscilatora konfigurisanog da radi na 8 MHz. Potrebno je sekvencijalno anketirati ADC kanale i mjeriti ulazni napon na pinovima RA0, RA1 i RA2 svakih 30 ms.

Tajmer 1 se prebacuje nakon TOSC x 65536 x 4 x predskalera. Za predskaler 1:1, tajmer će se preliti za 32,8 ms.

Vrijednost registra CCPR1 se izračunava pomoću formule:

CCPR1 = vrijeme/(TOSC x 4 x predskaler) = 30 ms/ (125 ns x 4 x 1) = 6000 = 0xEA60. CCPR1L = 0x60, CCPR1H = 0xEA.

ECCP modul mora biti konfigurisan u režimu okidanja posebnih događaja. Ovaj način rada generiše prekid kada se poklapaju vrijednost Timer1 i registra za poređenje CCPRxL i CCPRxH. Za ovaj način rada CCP1CONT = "b00001011". Kada dođe do prekida, tajmer će se automatski obrisati i postaviti GO bit u ADCON0 registru za pokretanje ADC konverzija. Kada dođe do prekida iz ECCP modula, trebate odabrati sljedeći ADC ulaz koristeći ADCON0 registar.

Primjena modulacije širine impulsa (PWM)

Modulacija širine impulsa, o kojoj se govori u sljedećim primjerima, koristi se u različitim zadacima - od generiranja audio signala i kontrole svjetline LED dioda do kontrole brzine rotacije elektromotora. Svi ovi zadaci se zasnivaju na osnovnom principu PWM signala – što je veći radni ciklus impulsa, to je veća prosječna vrijednost napona (slika 15). Ovisnost prosječnog napona o radnom ciklusu je linearna:

V CP = radni ciklus x V max

Rice. 15. Zavisnost prosječne vrijednosti napona o radnom ciklusu PWM

CCP modul u Microchip mikrokontrolerima može generirati PWM signal sa 10-bitnom preciznošću na CCPx pinu mikrokontrolera. Prošireni ECCP modul može generirati PWM na jednom od 4 pina P1A...P1D u sljedećim načinima:

• jedan izlaz (samo na pinu P1A);
• kontrola polumosta (samo na pinovima P1A i P1B);
• kontrola osovine (mogućnost preokreta motora).

U modu upravljanja mostom, dostupne su četiri opcije rada:

• PA1A, P1C aktivni nivo "1"; P1B, P1D aktivni nivo "1";
• PA1A, P1C aktivni nivo "1"; P1B, P1D aktivni nivo "0";
• PA1A, P1C aktivni nivo "0"; P1B, P1D aktivni nivo "1";
• PA1A, P1C aktivni nivo "0"; P1B, P1D aktivni nivo "0".

Primer 10. Odabir PWM frekvencije Frekvencija PWM zavisi od različitih faktora. Kako frekvencija raste, gubici se povećavaju, kapacitivnost i induktivnost opterećenja utječu na promjenu oblika signala. Stoga, u mikroenergetskim uređajima treba odabrati minimalnu moguću PWM frekvenciju, a u krugovima s kapacitivnim ili induktivnim opterećenjem frekvenciju treba odabrati na osnovu analize kola.

Kontrola motora

PWM se koristi za upravljanje motorima u impulsnom režimu. Na osnovu karakteristika motora potrebno je odabrati vrijednost PWM frekvencije kako bi se osigurale optimalne karakteristike elektromotora. Prilikom odabira referentne frekvencije važan kriterij je akustična buka koju stvara motor tokom rada. Brušeni motori mogu proizvesti zvučni šum na frekvencijama između 20 Hz i 4 kHz. Da biste eliminirali ovaj neželjeni efekat, trebate odabrati frekvenciju iznad 4 kHz. Na takvim frekvencijama više neće biti akustične buke, jer mehanički dijelovi imaju niže rezonantne frekvencije.

LED diode i rasvjetni uređaji

PWM se često koristi za promjenu svjetline rasvjetnih tijela. Efekat treperenja može biti primetan na frekvencijama ispod 50 Hz, tako da se u praksi PWM frekvencija bira oko 100 Hz ili više.

Primjer 11. Upravljanje brušenim motorom DC koristeći SSR modul

Brzina rotacije motora je proporcionalna PWM radnom ciklusu na izlazu CCP1 kontrolera (slika 16). Pogledajmo kako da konfigurišemo PIC16F628 mikrokontroler da generiše PWM sa frekvencijom od 20 kHz i 50% radnog ciklusa. Frekvencija takta kontrolera je 20 MHz.

Rice. 16. Kontrola brzine rotacije brušenog DC motora

Odaberite vrijednost predskalera Timer 2: F PWM = F OSC /((PR2 x 1) x 4 x predskaler) = 19531 Hz, sa PR2 = 255 i predskalerom = 1.

Rezultirajuća frekvencija je nešto niža od 20 kHz, tako da je vrijednost predskalera odgovarajuća.

Izračunavamo vrijednost registra perioda PR2: PR2 = F OSC /(F PWM x 4 x predskaler) - 1 = 249

Izračunavamo vrijednost registra radnog ciklusa CCPR1L i CCPCON: CCPR1L:CCP1CON = = radni ciklus G 0x3FF = 0x1FF CCPR1L = OxlFF " 2 = 0x7F, CCP1CON = 3

1. Konfigurišemo CCP modul u modu generisanja PWM-a: CCP1CON = "b001111000" .

Primjer 12.

Rice. 17. Reverzibilna kontrola brušenog DC motora pomoću ECCP modula

ECCP modul ima opcije za kontrolu komutatorski motori DC. Na sl. Slika 17 prikazuje dijagram ožičenja za upravljački krug motora mosta. Izlazi ECCP P1A...P1D modula mogu raditi u režimu upravljanja mostom i podesiti brzinu i smjer rotacije. Za primjer prikazan na sl. 17, ECCP modul je konfigurisan kako slijedi: P1A, P1C aktivni nivo "1"; P1B, P1D aktivni nivo "1" (CCP1CON). Ovo se radi tako da MOSFET drajveri (TC428) otvaraju izlazne prekidače. Tabela prikazuje odnos između načina rada motora i PWM izlaza.

Mode	P1A	P1B	R1S	P1D	CCP1CON
naprijed	1	X	X	PWM	b01xx1100
nazad	X	PWM	1	X	b11xx1100
inercija	X	X	X	X	nije bitno
kočenje	X	1	1	X	nije bitno

Primjer 13: Kontrola koračni motor u microstep modu

Koračni motori zauzimaju jedinstvenu nišu među različitim motorima. Koračni motori se koriste u mjernim sistemima (kao indikatori parametara) iu sistemima za kontrolu pozicioniranja aktuatora. Često postoji potreba za kontrolom koračnog motora u mikrokoračnom načinu rada. Upotreba mikrokontrolera pruža mnoge prednosti: mogućnost kontrole brzine osovine, odnosno variranja ubrzanja i kočenja, te preciznog pozicioniranja kontroliranog objekta. Mikrokontroler PIC16F648 je idealan za većinu ovih zadataka upravljanja koračnim motorom. Ovaj jeftini 14-pinski kontroler ima 2K riječi Flash programske memorije, osam kanala 10-bitnog ADC-a, dva analogna komparatora i ECCP modul. Dakle, koristeći samo periferiju kontrolera, možete upravljati koračnim motorom pomoću specijaliziranog PWM modula - ECCP i implementirati strujnu zaštitu pomoću ugrađenog komparatora.

Detaljan opis Algoritam upravljanja koračnim motorom i primjer programa objavljeni su na web stranici Microchipa u dokumentu AN906 "Kontrola koračnim motorom pomoću PIC16F684".

Primjer 14: Generisanje analognog signala

Rice. 18. Formiranje analognog signala korištenjem PWM i niskopropusnog filtera

PWM izlaz se može koristiti za digitalno-analognu konverziju koristeći nekoliko vanjski elementi. Konverzija PWM signala u analogni vrši se na osnovu niskopropusnog filtera (slika 18). Da bi se izbjegla pojava neželjenih harmonika u izlaznom signalu, potrebno je da frekvencija modulacije (F PWM) bude mnogo veća od frekvencije izlaznog signala (F BW):

F PWM =K x F BW,

Štaviše, što je veća vrijednost K, to je manje harmonika.

Za izračunavanje filtera koristi se sljedeća formula:

RC=1/(2πF BW)

Nakon odabira vrijednosti kapacitivnosti C, izračunava se vrijednost otpornika R Potiskivanje PWM frekvencije u izlaznom signalu određuje se izrazom:

-10 x log (dB)

Ako je supresija nedovoljna, tada se povećava K koeficijent, čime se povećava frekvencija modulacije. Detaljan opis primjera implementacije nalazi se u dokumentu AN538 "Upotreba PWM-a za generiranje analognog izlaza u PIC17C42" na web stranici Microchipa.

Primjer 15: Pretvarač pojačanog napona

Rice. 19. Boost pretvarač

Modulacija širine impulsa se koristi u pretvaračima napona, kao što su kola za pojačavanje (Slika 19). Rad kola se može podijeliti u dvije faze. U prvoj fazi, kada PWM izlaz ima aktivan pojedinačni nivo, energija se akumulira u zavojnici L1 spajanjem njegovog izlaza na masu sa tranzistorom T1. U drugoj fazi, PWM izlaz ima nulti nivo, što isključuje tranzistor. Struja iz zavojnice teče kroz diodu D1 do kondenzatora C2 i do opterećenja. U ovom slučaju, napon opterećenja je veći od napona napajanja. Izračun potrebnih karakteristika kruga vrši se pomoću formula:

U izlaz /U ulaz =1/(1-D) ,

gdje je D radni ciklus PWM impulsa.

Vrijednost induktivnosti se bira na osnovu maksimalne izlazne struje:

L = U ulaz (1-D)DT/2I izlaz,

gdje je T PWM period.

Prilikom izračunavanja, pretpostavlja se da maksimalni radni ciklus D nije veći od 75%, a PWM frekvencija je 10...100 kHz. Također je potrebno izračunati trenutni talas:

I puls = U u DT

Ako struja talasanja premašuje vrijednost struje zasićenja induktivnosti, tada se mora odabrati veća vrijednost induktivnosti.

PWM radni odnos izračunava regulator prema PID zakonu, koji vam omogućava održavanje izlazni napon kada se opterećenje promeni. Više detalja ovu metodu opisano u primjeru AN258 "Low Cost USB Microcontroller Programmer" na web stranici Microchipa.

Primjer 16: Kontrola svjetline LED dioda

Možete koristiti PWM za promjenu svjetline LED dioda. Da biste to učinili, LED je spojen na izlaz SSR-a kroz otpornik koji ograničava maksimalnu struju. Promjenom radnog ciklusa impulsa pomoću CCPRxL registra unutar širokog raspona (00...FF), možete promijeniti svjetlinu sjaja. Treba napomenuti da frekvencija PWM mora biti najmanje 100 Hz da bi se eliminisalo treperenje.

Primjer 17. X-10 protokol za prijenos podataka. Sinteza frekvencije nosioca

Za prijenos informacija preko električnih mreža, na primjer, prijenos podataka unutar stana putem 220 V strujnog ožičenja, često se koristi X-10 protokol. Modulirani signal više frekvencije (120 kHz) se superponira na osnovnu frekvenciju (50/60 Hz). Da biste dobili takvu frekvenciju u kontroleru, možete koristiti SSR modul u PWM modu. Na sl. Slika 6 prikazuje implementaciju predajnika.

Prema X-10 specifikaciji, frekvencija od 120 kHz ne bi trebala imati odstupanja od najviše 2 kHz. Potvrda tačna vrijednost frekvencija u SSR modulu je zbog upotrebe sistemskog kvarca sa frekvencijom od 7,68 MHz. Noseća frekvencija je povezana u trenutku kada mrežni napon prijeđe nulu.

U primjeru AN236 "X-10 Home Automation Using the PIC16F877A" možete pronaći više detaljan opis protokol i izvorni kodovi programe.

Rice. 20. Šema za prijenos poruka preko mreže od 220 V koristeći X-10 protokol

Dijeljenje hvatanja, poređenja, PWM modula

CCP modul (ECCP) u Microchip kontrolerima može se programirati u hodu, zbog čega ovi moduli mogu obavljati različite funkcije u istom uređaju ovisno o algoritmu rada. Pogledajmo mogućnosti fleksibilnih promjena u funkcijama na konkretnim primjerima.

Primjer 18. Automatsko otkrivanje RS-232 brzine prijenosa

RS-232 komunikacioni interfejs ima različite brzine prenosa. Sposobnost uređaja da odredi brzinu komunikacije i automatski konfiguriše prijemnik i predajnik zahtijeva prisustvo odgovarajućih procedura u programu uređaja.

Mnogi novi Microchip kontroleri uključuju hardverski EUSART modul sa mogućnošću automatska detekcija Brzina prijema podataka i podešavanje brzine prenosa, mogućnost rada u SLEEP modu i druge funkcije neophodne za implementaciju protokola kao što je LIN.

Rice. 21. Kalibracijski simbol za auto-detekciju RS-232 brzine prijenosa

U onim kontrolerima koji nemaju hardverski USART modul, CCP modul se može koristiti u režimu snimanja da bi se automatski odredila brzina komunikacije i zatim rekonfigurisao u režim poređenja za generisanje ili primanje podataka preko RS-232. Da bi algoritam za automatsko otkrivanje brzine funkcionirao, potreban je bajt za kalibraciju iz kojeg počinje prijenos podataka s jednog uređaja na drugi. Jedan od mogućih simbola za kalibraciju prikazan je na Sl. 21. Poznati vremenski parametri kalibracionog simbola omogućavaju prijemnom uređaju da odredi i podesi brzinu prenosa RS-232 interfejsa.

Algoritam za određivanje brzine prijenosa pomoću simbola kalibracije:

1. Konfigurišemo SSR modul za hvatanje odbijanjem (određivanje početnog bita).
2. Kada se odredi početni bit, pohranjujemo vrijednost registra CCPR1.
3. Konfigurišemo SSR modul za hvatanje na ivici (definisanje stop bita).
4. Kada se definiše stop bit, pohranjujemo vrijednost registra CCPR1.
5. Određujemo razliku između CCPR1 vrijednosti dobijenih u koraku 4 i koraku 2. Ovo je vrijeme intervala od 8 bita.
6. Razlika se pomiče tri bita udesno da se podijeli sa 8. Rezultirajuća vrijednost je vrijeme intervala bita.
7. Pomaknite još malo udesno. Dobijamo vrijeme intervala pola bita.

Primeri programa za organizovanje prijema i prenosa informacija preko serijskog kanala, kao i procedure za automatsko određivanje brzine prenosa, dostupni su u AN712 "RS-232 Autobaud for the PIC16C5X Devices".

Primjer 19. ADC dvostruke integracije

SSR modul vam omogućava da izgradite ADC sa dvostrukom integracijom na osnovu eksternog integratora. Na sl. 8 prikazuje dijagram takvog uređaja. Integracija ulaznog signala Uin vrši se kroz fiksni vremenski period T1. Zatim se U op primjenjuje na ulaz integratora i mjeri se vrijeme tokom kojeg se na izlazu integratora pojavljuje nulti nivo. Iz vremena T1 i T2, kao i iz U op, moguće je izračunati U in.

Rice. 22. Dvostruka integracija ADC-a pomoću SSR modula

Da biste podesili T1 vrijeme, trebate koristiti način poređenja SSR modula, a da biste odredili T2, trebate koristiti način snimanja. Ukratko, algoritam se može predstaviti na sljedeći način:

• Konfigurišemo SSR za režim poređenja i koristimo poseban okidač događaja.
• Povezujemo Uin na ulaz integratora.
• Odbrojavamo T1. Ovo vrijeme je određeno parametrima integratora.
• Po prekidu iz SSR-a, povezujemo Uop na ulaz integratora i postavljamo režim hvatanja SSR modula odbijanjem.
• Po prekidu iz SSR-a bilježimo vrijeme T2.
• Izračunavamo vrijednost Uin.

U in = U op T2/T1

Zbog širokog spektra Microchip kontrolera i njihove softverske i hardverske kompatibilnosti, svi opisani primjeri mogu se lako prenijeti na određeni kontroler, ovisno o zahtjevima sistema koji se razvija. Microchip konstantno širi svoj asortiman kontrolera, kako u pravcu smanjenja broja pinova i povećanja perifernih uređaja, tako i u pravcu moćnih kontrolera sa velikom količinom memorije i maksimalno mogućim periferijama.

Datum objave: 01.09.2004

Mišljenja čitalaca

• Oleg / 03.03.2015 - 13:52
  Odličan članak. Hvala vam!
• Kate. / 24.12.2009 - 09:08
  Molim vas da mi date informacije.

PWM ili PWM (Pulsno-širinska modulacija) - modulacija širine impulsa- Ova metoda je dizajnirana za kontrolu veličine napona i struje. Djelovanje PWM-a je promjena širine impulsa konstantne amplitude i konstantne frekvencije.

Svojstva PWM regulacije koriste se u impulsnim pretvaračima, u krugovima za kontrolu DC motora ili svjetline LED dioda.

PWM princip rada

Princip rada PWM-a, kao što i samo ime kaže, je da promijeni širinu impulsa signala. Kada se koristi metoda modulacije širine impulsa, frekvencija i amplituda signala ostaju konstantne. Najviše važan parametar PWM signal je radni ciklus, koji se može odrediti sljedećom formulom:

Također se može primijetiti da zbir vremena visokog i niskog signala određuje period signala:

• Ton - vrijeme visokog nivoa
• Toff - vrijeme nizak nivo
• T—period signala

Visoko i nisko vrijeme signala prikazano je na donjoj slici. Napon U1 je stanje visokog nivoa signala, odnosno njegova amplituda.

Sljedeća slika je primjer PWM signala sa specifičnim visokim i niskim vremenskim intervalom.

PWM proračun radnog ciklusa

Proračun radnog ciklusa PWM koristeći primjer:

Da biste izračunali procentualni faktor ispunjenosti, morate izvršiti slične izračune i rezultat pomnožiti sa 100%:

Kako proizilazi iz proračuna, na u ovom primjeru, signal (visoki nivo) karakteriše punjenje jednako 0,357 ili inače 37,5%. Faktor popunjavanja je apstraktna vrijednost.

Važna karakteristika modulacije širine impulsa može biti i frekvencija signala, koja se izračunava po formuli:

Vrijednost T, u našem primjeru, treba uzeti u sekundama da bi se jedinice u formuli poklopile. Pošto je formula frekvencije 1/sec, hajde da pretvorimo 800 ms u 0,8 sek.

Zahvaljujući mogućnosti podešavanja širine impulsa, moguće je promijeniti, na primjer, prosječnu vrijednost napona. Slika ispod prikazuje različite radne cikluse uz zadržavanje iste frekvencije signala i iste amplitude.

Da biste izračunali prosječni PWM napon, morate znati radni ciklus, budući da je prosječni napon proizvod radnog ciklusa i amplitude napona signala.
Na primjer, radni ciklus je bio jednak 37,5% (0,357), a amplituda napona U1 = 12V će dati prosječni napon Uav:

U ovom slučaju, prosječni napon PWM signala je 4,5 V.

PWM daje vrlo jednostavnu mogućnost smanjenja napona u rasponu od napona napajanja U1 do 0. Ovo se može koristiti, na primjer, za brzinu rotacije DC (jednosmjerne struje) motora napajanog prosječnom vrijednošću napona.

PWM signal može generirati mikrokontroler ili analogno kolo. Signal iz takvih kola karakterizira nizak napon i vrlo niska izlazna struja. Ako je potrebno regulirati snažna opterećenja, treba koristiti kontrolni sistem, na primjer, pomoću tranzistora.

Ovo može biti bipolarni ili tranzistor sa efektom polja. U sljedećim primjerima će se koristiti.

Primjer upravljanja LED diodom pomoću PWM-a.

PWM signal se dovodi do baze tranzistora VT1 preko otpornika R1, drugim riječima, tranzistor VT1 se uključuje i isključuje kako se signal mijenja. Ovo je slično situaciji u kojoj se tranzistor može zamijeniti običan prekidač kao dolje:

Kada je prekidač zatvoren, LED se napaja preko otpornika R2 (ograničavanje struje) naponom od 12V. A kada je prekidač otvoren, strujni krug se prekida i LED se gasi. Takvo prebacivanje sa niskom frekvencijom će rezultirati .

Međutim, ako je potrebno kontrolisati intenzitet LED dioda, potrebno je povećati frekvenciju PWM signala, kako bi se zavaralo ljudsko oko. Teoretski, prebacivanje na frekvenciji od 50 Hz više nije nevidljivo ljudskom oku, što rezultira efektom smanjenja svjetline LED diode.

Što je radni ciklus niži, LED će biti slabija jer će LED biti uključena kraće tokom jednog perioda.

Isti princip i slična shema se mogu koristiti za. U slučaju motora, međutim, potrebno je koristiti više visoke frekvencije prebacivanje (iznad 15-20 kHz) iz dva razloga.

Prvi od njih se tiče zvuka koji motor može proizvesti (neugodna škripa). Frekvencija od 15-20 kHz je teoretska granica čujnosti ljudskog uha, tako da će frekvencije iznad ove granice biti nečujne.

Drugo pitanje se tiče stabilnosti motora. Prilikom upravljanja motorom signal niske frekvencije sa niskim radnim ciklusom, brzina motora će biti nestabilna ili može dovesti do potpunog zaustavljanja. Stoga, što je veća frekvencija PWM signala, to je veća stabilnost prosječnog izlaznog napona. Također je manje valovitost napona.

Međutim, ne biste trebali previše povećavati frekvenciju PWM signala, od kada visoke frekvencije tranzistor možda neće imati vremena da se potpuno otvori ili zatvori, a kontrolni krug neće raditi ispravno. Ovo se posebno odnosi na tranzistori sa efektom polja, gdje vrijeme punjenja može biti relativno dugo, ovisno o dizajnu.

Previsoka frekvencija PWM signala također uzrokuje povećanje gubitaka u tranzistoru, jer svako prebacivanje uzrokuje gubitke energije. Prilikom upravljanja velikim strujama na visokim frekvencijama, potrebno je odabrati tranzistor velike brzine s niskim otporom provodljivosti.

Prilikom upravljanja, ne zaboravite koristiti diodu za zaštitu tranzistora VT1 od indukcijskih prenapona koji se pojavljuju kada je tranzistor isključen. Zahvaljujući upotrebi diode, indukcijski impuls se prazni kroz nju i unutrašnji otpor motora, čime se štiti tranzistor.

Dijagram DC sistema za kontrolu brzine motora sa zaštitnom diodom.

Da biste izgladili udare struje između terminala motora, možete spojiti mali kondenzator (100nF) paralelno s njima, koji će stabilizirati napon između uzastopnih uključivanja tranzistora. Ovo će također smanjiti buku uzrokovanu čestim prebacivanjem tranzistora VT1.

1.4. Tiristori

1.4.1. Princip rada tiristora

1.4.2. Statičke strujno-naponske karakteristike tiristora

1.4.3. Dinamičke karakteristike tiristora

1.4.4. Vrste tiristora

1.4.5. Tiristori koji se mogu zaključati

2. Šeme upravljanja elektronskim ključevima

2.1. Opće informacije o upravljačkim šemama

2.2. Kontrolni generatori impulsa

2.3. Drajveri za upravljanje snažnim tranzistorima

3. Pasivne komponente i hladnjaci za energetske elektronske uređaje

3.1. Elektromagnetne komponente

3.1.1. Histereza

3.1.2. Gubici u magnetnom kolu

3.1.3. Otpornost na magnetni tok

3.1.4. Moderni magnetni materijali

3.1.5. Gubici namotaja

3.2. Kondenzatori za energetsku elektroniku

3.2.1. Kondenzatori porodice MKU

3.2.2. Aluminijski elektrolitički kondenzatori

3.2.3. Tantalski kondenzatori

3.2.4. Filmski kondenzatori

3.2.5. Keramički kondenzatori

3.3. Rasipanje topline u energetskim elektronskim uređajima

3.3.1. Termički načini rada električnih ključeva

3.3.2. Hlađenje elektronskih ključeva

4. Principi upravljanja energetskim elektronskim ključevima

4.1. Opće informacije

4.2. Fazna kontrola

4.3. Pulsna modulacija

4.4. Mikroprocesorski upravljački sistemi

5. Pretvarači i regulatori napona

5.1. Glavni tipovi uređaja konvertorske tehnologije. Glavni tipovi uređaja energetske elektronike simbolično su prikazani na Sl. 5.1.

5.2. Trofazni ispravljači

5.3. Ekvivalentna polifazna kola

5.4. Kontrolisani ispravljači

5.5. Karakteristike poluupravljanog ispravljača

5.6. Preklopni procesi u ispravljačima

6. Impulsni pretvarači i regulatori napona

6.1. Preklopni regulator napona

6.1.1. Preklopni regulator sa PWM

6.1.2. Regulator impulsnog ključa

6.2. Preklopni regulatori na bazi prigušnice

6.2.2. Boost Converter

6.2.3. Invertirajući pretvarač

6.3. Druge vrste pretvarača

7. Pretvarači frekvencija

7.1. Opće informacije

7.2. Pretvarači napona

7.2.1. Autonomni jednofazni pretvarači

7.2.2. Monofazni polumostni invertori napona

7.3. Trofazni autonomni pretvarači

8. Modulacija širine impulsa u pretvaračima

8.1. Opće informacije

8.2. Tradicionalne PWM metode u samostalnim pretvaračima

8.2.1. Pretvarači napona

8.2.2. Trofazni inverter napona

8.3. Strujni pretvarači

8.4. Modulacija vektora prostora

8.5. Modulacija u AC i DC pretvaračima

8.5.1. Invert

8.5.2. Ispravljanje

9. Mrežni komutirani pretvarači

10. Pretvarači frekvencije

10.1. Direktno spregnuti pretvarač

10.2. Pretvarači sa međuvezom

10.3.1. Dvotransformatorsko kolo

10.3.3. Kolo kaskadnih pretvarača

11. Rezonantni pretvarači

11.2. Pretvarači sa rezonantnim krugom

11.2.1. Pretvarači sa serijskim povezivanjem elemenata rezonantnog kola i opterećenja

11.2.2. Pretvarači sa paralelnim priključkom opterećenja

11.3. Invertori sa paralelno-serijskim rezonantnim krugom

11.4. Konvertori klase E

11.5. Invertori sa nultim naponom

12. Standardi za indikatore kvaliteta električne energije

12.1. Opće informacije

12.2. Faktor snage i efikasnost ispravljača

12.3. Poboljšanje faktora snage kontrolisanih ispravljača

12.4. Korektor faktora snage

13. Regulatori izmjeničnog napona

13.1. Regulatori izmjeničnog napona na bazi tiristora

13.2. Tranzistorski regulatori izmjeničnog napona

Pitanja za samokontrolu

14. Nove metode upravljanja fluorescentnim lampama

Pitanja za samokontrolu

Zaključak

Bibliografija

620144, Ekaterinburg, Kuibysheva, 30

8. Modulacija širine impulsa u pretvaračima

8.1. Opće informacije

Principi pulsne kontrole i modulacije razmatrani su u poglavlju. 4 koristeći primjer jednostavnog kruga DC regulatora. Istovremeno su date definicije glavnih tipova impulsne modulacije koji se koriste u teoriji linearnih impulsnih sistema, a koji odgovaraju praksi upravljanja impulsnim DC pretvaračima.

Međutim, širinska impulsna modulacija napona ili struja u AC pretvaračima ima nešto drugačiju definiciju u energetskoj elektronici, uzimajući u obzir karakteristike PWM-a pri rješavanju problema pretvaranja električne energije u naizmjenična struja. Kako je definisano u IEC 551-16-30, širina pulsa Modulacija je kontrola impulsa u kojoj se širina ili frekvencija impulsa, ili oboje, moduliraju unutar perioda osnovne frekvencije kako bi se stvorio određeni valni oblik izlaznog napona. U većini slučajeva, PWM se provodi kako bi se osigurala sinusoidnost napona ili struje, odnosno smanjenje nivoa viših harmonika u odnosu na osnovni (prvi) harmonik, a naziva se sinusoidalnim. Postoje sljedeće glavne metode za osiguranje sinusoidnosti: analogni PWM i njegove modifikacije; selektivno (selektivno) potiskivanje viših harmonika; histereza ili delta modulacija;

modulacija vektora prostora.

Klasična verzija organiziranja analognog sinusoidnog PWM-a je promjena širine impulsa koji formiraju izlazni napon (struju) upoređivanjem naponskog signala datog oblika, koji se naziva referentni ili referentni, sa trokutastim naponskim signalom koji ima višu frekvenciju. i zove se signal nosioca. Referentni signal je modulirajući i određuje traženi oblik izlaznog napona (struje). Postoje mnoge modifikacije ove metode u kojima su modulirajući signali predstavljeni posebnim funkcijama osim sinusnog vala. Bilješke s predavanja će raspravljati o nekoliko osnovnih sklopova koji objašnjavaju ove PWM metode.

Metoda selektivnog potiskivanja viših harmonika trenutno se uspješno implementira korištenjem softverskih mikroprocesorskih kontrolera. Histeresis modulacija se zasniva na principima relejnog „praćenja“ referentnog signala, na primer, sinusoidnog talasnog oblika. U svom najjednostavnijem tehničkom dizajnu, ova metoda kombinuje principe PWM i PFM (pulsno frekvencijska modulacija). Međutim, posebnim mjerama kola moguće je stabilizirati frekvenciju modulacije ili ograničiti opseg njene promjene.

Metoda modulacije vektora prostora zasniva se na pretvaranju trofaznog naponskog sistema u dvofazni i dobijanju generalizovanog vektora prostora. Veličina ovog vektora se izračunava u trenucima koji su određeni osnovnom i modulirajućom frekvencijom. Smatra se vrlo perspektivnim za menadžment trofazni pretvarači, posebno kada ih koristite u električnom pogonu. U isto vrijeme, na mnogo načina je sličan tradicionalnom sinusoidnom PWM-u.

Upravljački sistemi zasnovani na PWM omogućavaju ne samo da obezbede sinusoidni oblik prosečnih vrednosti osnovnog harmonika napona ili struje, već i da kontrolišu vrednosti njegove amplitude, frekvencije i faze. Budući da u ovim slučajevima pretvarač koristi potpuno kontrolirane prekidače, postaje moguće implementirati rad AC (DC) pretvarača zajedno sa AC mrežom u sva četiri kvadranta u ispravljačkom i invertirajućem modu sa bilo kojom zadatom vrijednošću osnovnog harmonijskog faktora snage cosφ u rasponu od -1 do 1. Štaviše, sa povećanjem noseće frekvencije, proširuju se mogućnosti reprodukcije struje i napona datog oblika na izlazu invertera. Ovo vam omogućava da kreirate aktivne filtere za potiskivanje viših harmonika.

Razmotrit ćemo glavne definicije korištene u daljnjem izlaganju na primjeru primjene prve metode u jednofaznom polumostnom kolu pretvarača napona (slika 8.1, A). U ovome uslovni dijagram ključevi S1 I S2 predstavljeni su potpuno kontroliranim sklopnim elementima, dopunjenim diodama spojenim serijski i paralelno s njima. Serijske diode odražavaju jednosmjernu vodljivost prekidača (na primjer, tranzistora ili tiristora), a paralelne diode osiguravaju provođenje obrnutih struja s aktivno-induktivnim opterećenjem.

Referentni dijagrami, modulirajući u M(θ) i nosilac u H (θ) signali su prikazani na Sl. 8.1, b. Formiranje ključnih kontrolnih impulsa S 1 i S 2 izvodi se prema sljedećem principu. At u M (θ) > u H(θ) ključ S 1 je uključen, a S 2 off. At u M(θ)< u H (θ) ključna stanja su obrnuta: S 2 - na, a S 1 - off. Tako se na izlazu pretvarača stvara napon u obliku dva polarna impulsa. U stvarnim krugovima za eliminaciju istovremenog provođenja prekidača S 1 i S 2, potrebno je osigurati određeno kašnjenje između trenutaka generiranja signala za uključivanje ovih tipki. Očigledno, širina impulsa zavisi od odnosa amplituda signala u M(θ) i u H(θ). Parametar koji karakteriše ovaj odnos naziva se indeks amplitudne modulacije i određen je formulom (8.1):

, (8.1.)

Gdje U M m i U H m - maksimalne vrijednosti modulirajućeg signala u M(θ) i signal nosioca u H(θ) respektivno.

Rice. 8.1. Jednofazni polumostni inverter napona: A- šema; b– dijagrami napona za impulsnu modulaciju

Frekvencija nosioca u H(θ) je jednak frekvenciji prebacivanja f H tasteri S 1 i S 2 i obično značajno premašuje frekvenciju modulirajućeg signala f M. Odnos frekvencija f H i f M je važan pokazatelj efikasnosti procesa modulacije i naziva se indeks frekvencijske modulacije, koji se određuje formulom (8.2):

Pri malim vrijednostima M f signale u M(θ) i u H(θ) mora biti sinkroniziran kako bi se izbjegli neželjeni subharmonici. B kao maksimalna vrijednost Moj, koji određuje potrebu za sinhronizacijom, je postavljen M f = 21. Očigledno, kod sinhronizovanih signala koeficijent M f je konstantna vrijednost.

Iz dijagrama na sl. 8.1 može se vidjeti da je amplituda prvog harmonika izlaznog napona U am 1 može se, uzimajući u obzir (8.1), predstaviti u sljedećem obliku (8.3):

(8.3)

Prema (8.3) na M a = 1 amplituda prvog harmonika izlaznog napona jednaka je visini polutalasnog pravokutnika U d/2. Karakteristična zavisnost relativne vrednosti prvog harmonika izlaznog napona od vrednosti M a prikazana je na Sl. 8.2, iz koje je jasno da je promjena M a od 0 do 1 linearno i zavisi od amplitude U am 1. Granična vrijednost M a određuje se principom vrste modulacije koja se razmatra, prema kojoj je maksimalna vrijednost U am 1 ograničena je visinom poluvala pravokutnog oblika, jednaka U d/2. Uz daljnje povećanje koeficijenta M modulacija dovodi do nelinearnog povećanja amplitude U am 1 do maksimalne vrijednosti određene formiranjem pravokutnog napona na izlazu pretvarača, koji nakon toga ostaje nepromijenjen.

Proširivanje pravokutne funkcije u Fourierov niz daje maksimalnu vrijednost (8.4):

(8.4)

Ova vrijednost je ograničena vrijednošću indeksa M a, varira u rasponu od 0 do približno 3. Očigledno, funkcija na intervalu a-b vrijednosti od 1 do 3.2 je nelinearna (slika 8.2). Način rada u ovom dijelu naziva se preko modulacija.

Značenje M f određena izborom frekvencije nosećeg signala u H (θ) i značajno utiče na tehničke karakteristike pretvarača. Povećanjem frekvencije rastu komutacijski gubici u prekidačima snage pretvarača, ali se istovremeno poboljšava spektralni sastav izlaznog napona i pojednostavljuje rješenje problema filtriranja viših harmonika uzrokovanih procesom modulacije. Važan faktor u odabiru vrijednosti f H u mnogim slučajevima je potreba da se osigura njegova vrijednost u audio frekvencijskom opsegu većem od 20 kHz. Prilikom odabira f H također treba uzeti u obzir razinu radnih napona pretvarača, njegovu snagu i druge parametre.

Rice. 8.2. Ovisnost relativne vrijednosti amplitude osnovnog harmonika izlaznog napona o indeksu amplitudske modulacije za jednofazno polumostno kolo

Opšti trend ovdje je povećanje vrijednosti M f pretvarači male snage i niskog napona i obrnuto. Dakle, izbor M f je problem višekriterijumske optimizacije.

Impulsna modulacija sa stohastičkim procesom. Upotreba PWM-a u pretvaračima povezana je s pojavom viših harmonika u moduliranim naponima i strujama. Štaviše, u spektralnom sastavu ovih parametara, najznačajniji harmonici se javljaju na frekvencijama koje su višestruke od indeksa frekvencijske modulacije M f i harmonike sa opadajućim amplitudama grupisanim oko njih na bočnim frekvencijama. Viši harmonici mogu uzrokovati sljedeće glavne probleme:

pojava akustične buke;

pogoršanje elektromagnetne kompatibilnosti (EMC) sa drugim električnim uređajima ili sistemima.

Glavni izvori akustičnog šuma su elektromagnetne komponente (prigušnice i transformatori), koje su izložene struji i naponu koji sadrže više harmonike sa frekvencijama u audio opsegu. Treba napomenuti da se šum može pojaviti na određenim frekvencijama gdje su viši harmonici najveći. Faktori koji uzrokuju buku, kao što je magnetostrikcija, otežavaju rješavanje EMC problema. Problemi sa elektromagnetskom kompatibilnošću mogu se pojaviti u širokom frekventnom opsegu, u zavisnosti od EMI osetljivosti električnih uređaja. Tradicionalno, dizajnerska i tehnološka rješenja su korištena za smanjenje nivoa buke, a pasivni filteri su korišteni za osiguranje EMC.

Kao obećavajući pravac za rješavanje ovih problema razmatraju se metode povezane s promjenom prirode spektralnog sastava moduliranih napona i struja. Suština ovih metoda je nivelisanje frekventnog spektra i smanjenje amplitude izraženih harmonika zbog njihove stohastičke distribucije u širokom frekventnom opsegu. Ova tehnika se ponekad naziva i "razmazivanje" frekvencijskog spektra. Koncentracija energije interferencije opada na frekvencijama gdje harmonici mogu imati maksimalne vrijednosti. Implementacija ovih metoda nije povezana sa bilo kakvim uticajem na komponente energetskog dela pretvarača i u većini slučajeva je ograničena softverom uz manje izmene u sistemu upravljanja.

Razmotrimo ukratko principe implementacije ovih metoda. PWM se zasniva na promeni radnog ciklusa γ= t i / T n, Gdje t i - trajanje pulsa; T n- period njegovog formiranja. Obično su ove veličine, kao i položaj pulsa u intervalu perioda T n su konstantne u stacionarnim uslovima. PWM rezultati su definisani kao integralne prosečne vrednosti. U ovom slučaju, determinističke vrijednosti t i i, uključujući položaj impulsa, određuju nepovoljan spektralni sastav moduliranih parametara. Ako se ovim veličinama daju nasumični karakter uz održavanje date vrijednosti γ, tada procesi postaju stohastički i spektralni sastav moduliranih parametara se mijenja. Na primjer, takav nasumični karakter može se dati poziciji impulsa t i na intervalu perioda T n ili obezbijediti stohastičku promjenu potonjeg. U tu svrhu može se koristiti generator slučajnih brojeva koji utiče na glavni generator frekvencije modulacije f n =1/T n. Na sličan način možete promijeniti položaj pulsa u intervalu T n sa matematičkim očekivanjem jednakim nuli. Prosječna integralna vrijednost γ mora ostati na nivou koji je specificiran od strane upravljačkog sistema, zbog čega će se spektralni sastav viših harmonika u moduliranim naponima i strujama izjednačiti.

Pitanja za samokontrolu

1. Navedite glavne metode PWM za osiguranje sinusoidalne struje ili napona.

2. Koja je razlika između unipolarne modulacije napona i bipolarne?

3. Navedite glavne parametre PWM-a.

4. U koju svrhu se koristi PWM sa stohastičkim procesima?